低成本高穩(wěn)定性低壓電力線載波通信過(guò)零檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

吉 棟 唐玉建 黃 亮 吳有超

（北京智芯微電子科技有限公司，北京 102200）

電力線載波通信（power line carrier, PLC）于20世紀(jì) 20年代被推出。其優(yōu)勢(shì)主要來(lái)源于電力線分布廣泛，利用電力線作為通信線路可以減少投資和對(duì)線路的維護(hù)成本[1]。換言之，為了簡(jiǎn)化布線，可以采用電力線載波通信（PLC）技術(shù)傳輸數(shù)據(jù)[2]。因此在很長(zhǎng)的時(shí)間里，電力線載波在電力系統(tǒng)通信中占有主導(dǎo)地位[3-4]。但是電力線的設(shè)計(jì)初衷是為了傳輸電能，作為數(shù)據(jù)傳輸通道，其信道特性并不理想[5-6]。文獻(xiàn)[7]對(duì)低壓電力線載波通信信道特性進(jìn)行了研究和分析。

近年來(lái)，隨著智能電表和低壓電力線載波通信技術(shù)的不斷發(fā)展和成熟，國(guó)家電網(wǎng)公司對(duì)于電力線載波通信的一次抄表成功率一步步提高。鑒于低壓電力線載波通信本身存在的缺點(diǎn)：不同信號(hào)耦合方式對(duì)電力載波信號(hào)損失不同、電力線載波信號(hào)的衰減極具變化性、電力線存在本身應(yīng)有的脈沖干擾[8]；大量沖擊性負(fù)載接入電網(wǎng)中，使得諧波增加[9]，由于頻帶接近，該諧波直接影響到電力線載波通信的成功率。使得大量臺(tái)區(qū)很難滿足國(guó)網(wǎng)公司對(duì)于一次抄表成功率的要求。

多年來(lái)低壓電力現(xiàn)場(chǎng)的大量測(cè)量數(shù)據(jù)表明，交流電在過(guò)零點(diǎn)附近具有阻抗連續(xù)、諧波污染值低、周期和相位穩(wěn)定等特點(diǎn)，非常適合做載波通信。因此過(guò)零點(diǎn)通信被各大載波通信方案廠商所采用，經(jīng)過(guò)大量通信現(xiàn)場(chǎng)的驗(yàn)證也取得了很好的通信效果，一次抄表成功率超過(guò) 99%，完全滿足國(guó)網(wǎng)的相關(guān)要求。

過(guò)零檢測(cè)電路作為過(guò)零點(diǎn)電力線載波通信至關(guān)重要的一部分，用來(lái)精確檢測(cè)交流電的過(guò)零點(diǎn)，載波通信根據(jù)檢測(cè)到的過(guò)零點(diǎn)，將長(zhǎng)幀數(shù)據(jù)分割，在連續(xù)多個(gè)過(guò)零點(diǎn)附近很短的時(shí)間片范圍內(nèi)進(jìn)行數(shù)據(jù)通信。進(jìn)而降低由于負(fù)載和阻抗不連續(xù)、諧波污染等原因引起的載波信號(hào)衰減，導(dǎo)致通信不成功。

該過(guò)零檢測(cè)電路必須具備成本低廉、檢測(cè)準(zhǔn)確性高、高穩(wěn)定性、抗干擾和浪涌能力強(qiáng)等特點(diǎn)，才能大量被應(yīng)用在實(shí)際低壓電網(wǎng)環(huán)境中。

1 過(guò)零檢測(cè)電路的設(shè)計(jì)和分析

1.1 過(guò)零檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

由于電力線載波通信過(guò)零檢測(cè)部分功耗非常小，載波通信模塊又對(duì)成本比較敏感，所以采用阻容降壓方式為隔離輸出和達(dá)林頓驅(qū)動(dòng)部分提供穩(wěn)定可靠的電源。整個(gè)過(guò)零檢測(cè)電路完全靠被動(dòng)器件來(lái)準(zhǔn)確可靠的完成過(guò)零檢測(cè)功能。該電路具有成本低、占用PCB面積小，抗干擾性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。

本文所設(shè)計(jì)的過(guò)零檢測(cè)電路如圖1所示，分為阻容降壓、穩(wěn)壓儲(chǔ)能、分壓驅(qū)動(dòng)、達(dá)林頓驅(qū)動(dòng)和隔離輸出共5個(gè)部分，其中R1、C1組成阻容降壓電路將220V AC電壓降低，經(jīng)VD1、C2、C3組成的穩(wěn)壓儲(chǔ)能電路將電壓穩(wěn)定到 5.1V左右，給隔離光耦 D1供電，保證其正常導(dǎo)通的同時(shí)防止光耦過(guò)壓擊穿，限流電阻R1、R2可有效防止電力線浪涌電壓和浪涌電流引起的光耦D1的誤動(dòng)作，避免輸出過(guò)零信號(hào)誤觸發(fā)，分壓驅(qū)動(dòng)部分電阻 R3—R8與降壓驅(qū)動(dòng)部分VT1、VT2串聯(lián)，在交流電由負(fù)變正的零點(diǎn)處導(dǎo)通，VT1、VT2組成的達(dá)林頓管，避免單管集電極電流小，不能正常驅(qū)動(dòng)光耦，隔離輸出部分經(jīng)光耦D1隔離，每個(gè)交流周期輸出一次過(guò)零點(diǎn)信號(hào)，作為過(guò)零點(diǎn)載波通信的過(guò)零參考點(diǎn)。

圖1 過(guò)零檢測(cè)電路

1.2 阻容降壓原理分析

阻容降壓的核心是電容器。電容器C1的作用就是通過(guò)容抗進(jìn)行限流，將大部分交流電壓加在電容兩端，達(dá)到降壓目的。因此，電容器C1會(huì)根據(jù)負(fù)載的不同動(dòng)態(tài)調(diào)整電容器和負(fù)載兩端電壓[10]。為防止負(fù)載端電壓過(guò)高，采用穩(wěn)壓管VD1穩(wěn)壓保證電源電壓。

電容C1的取值取決于通過(guò)電流的大小，當(dāng)電容C1接到交流電路中時(shí)，電容C1的容抗為

式中，XC1為電容的容抗；f為交流電的頻率；C1為電容器的電容值。

因此流過(guò)阻容降壓的電流近似為

式中，IAC為流過(guò)阻容降壓的電流；XC1為電容的容抗；f為交流電的頻率；C1為電容器的電容值；UAC是市電交流電壓值。

因此市電有效值220V情況下，1μF電容得到的電流大小為

出于漏電流和安全考慮，C1采用有安規(guī)要求的Y電容，鑒于Y電容的電容量普遍偏小，該電路中采用22nF/2kV的Y電容，因此電流大小為

1.3 電路觸發(fā)的過(guò)零點(diǎn)與實(shí)際過(guò)零點(diǎn)時(shí)間差分析

穩(wěn)壓儲(chǔ)能部分電路首先保證光耦兩端電壓穩(wěn)定在5.1V附近，保證光耦D1能夠正常導(dǎo)通和截止的同時(shí)又防止光耦擊穿；電容C2、C3充電后，在光耦D1導(dǎo)通時(shí)段內(nèi)放電保證光耦發(fā)光管正常發(fā)光。

電路觸發(fā)的過(guò)零點(diǎn)與實(shí)際過(guò)零點(diǎn)時(shí)間差ΔT由達(dá)林頓驅(qū)動(dòng)電路晶體管VT1、VT2和光耦D1的導(dǎo)通延時(shí)Δt1和電容C2、C3的充電時(shí)間Δt2決定。

式中，Δt1由器件本身決定，所以過(guò)零檢測(cè)電路中在確定了C1電容和阻容降壓的電流值后，穩(wěn)壓儲(chǔ)能部分的電容C2、C3的電容量大小直接影響到過(guò)零點(diǎn)電路觸發(fā)的過(guò)零點(diǎn)與實(shí)際零點(diǎn)之間的響應(yīng)時(shí)差。該時(shí)差可用電容充電原理來(lái)估算。

電容的數(shù)學(xué)表達(dá)式為

式中，Q為電容儲(chǔ)存的電量；C為電容的容值；U為電容兩端電壓值。

電量公式為

式中，ΔQ為Δt時(shí)間內(nèi)積累的電量值；I為電流值；Δt 為電流流過(guò)的時(shí)間。

將式（6）帶入式（5）可得

式中，ΔQ為Δt2時(shí)間內(nèi)電容充電的電量值；I(t)為電容充電的電流函數(shù)；Δt2為電容充電時(shí)間。

式中，Δt2為電容充電時(shí)間；I(t)為電容充電的電流函數(shù)；ΔU為充電Δt2時(shí)間內(nèi)電容兩端電壓的變化值；C為電容值。

根據(jù)電路中參數(shù)，可近似估算電容充電時(shí)間Δt2，即

2 仿真結(jié)果及分析

2.1 搭建仿真電路

利用Multisim11.0軟件，搭建如圖2所示的仿真電路，用虛擬示波器觀測(cè) 220VAC，經(jīng)光耦 D1隔離后輸出的過(guò)零信號(hào)、光耦D1波形。

圖2 過(guò)零檢測(cè)仿真電路

2.2 仿真結(jié)果分析

此過(guò)零檢測(cè)電路的輸出過(guò)零點(diǎn)與實(shí)際輸入的交流信號(hào)波形如圖3所示。

阻容降壓部分電流測(cè)試如圖4所示，阻容降壓部分電流為

與實(shí)際估算值接近。

過(guò)零檢測(cè)電路輸出過(guò)零點(diǎn)信號(hào)與實(shí)際交流電的過(guò)零點(diǎn)之間時(shí)間差ΔT，如圖5所示，當(dāng)C2、C3電容值都為22nF時(shí)，根據(jù)圖中所示，有

圖3 過(guò)零檢測(cè)電路的輸入與輸出波形

圖4 阻容降壓部分電流測(cè)試

圖5 C2、C3電容值都為22nF，時(shí)間差ΔT測(cè)試

由上述仿真可知，該過(guò)零檢測(cè)電路可以在很短的時(shí)間差內(nèi)準(zhǔn)確檢測(cè)到交流信號(hào)的過(guò)零點(diǎn)。

2.3 浪涌電壓仿真及結(jié)果分析

搭建如圖 6所示的仿真電路，將浪涌電壓與220V AC疊加后輸入過(guò)零檢測(cè)電路，觀測(cè)接入R2和不接入R2兩種電路下輸出過(guò)零點(diǎn)波形。

圖6 R2電阻對(duì)于浪涌電壓抑制仿真圖

該仿真過(guò)程中，采用表1中所列出的數(shù)據(jù)來(lái)模擬實(shí)際電網(wǎng)中的浪涌波形，該浪涌相對(duì)正弦波過(guò)零點(diǎn)的延遲時(shí)間為 0.005001s，持續(xù)時(shí)間為 1.2μs，峰值電壓為200V。

表1 浪涌電壓相對(duì)于220VAC的介入時(shí)間和對(duì)應(yīng)電壓表

當(dāng)電阻R2接入電路中時(shí)，過(guò)零點(diǎn)輸出對(duì)于浪涌電壓的響應(yīng)如圖7所示。

圖7 R2接入電路中時(shí)，過(guò)零點(diǎn)輸出對(duì)于浪涌電壓的響應(yīng)

由圖8可知，R2接入電路中時(shí)，輸入浪涌電壓并未引起過(guò)零點(diǎn)輸出的誤觸發(fā)。

當(dāng)電阻R2不接入電路中時(shí)，過(guò)零點(diǎn)輸出對(duì)于浪涌電壓的響應(yīng)如圖8所示，圖中黑框部分為過(guò)零點(diǎn)誤觸發(fā)。

圖8 R2不接入電路中時(shí)，過(guò)零點(diǎn)輸出對(duì)于浪涌電壓的響應(yīng)

將過(guò)零點(diǎn)輸出誤觸發(fā)點(diǎn)放大后波形如圖9所示。

圖9 R2不接入電路中時(shí)，放大后的過(guò)零點(diǎn)誤觸發(fā)信號(hào)圖

由圖 9中示數(shù)可知，誤觸發(fā)信號(hào)從下降到2.330V到波形恢復(fù)到 4.0013V時(shí)所經(jīng)歷的時(shí)間為144.7μs，且最低電壓在 1V以內(nèi)，而常用低速光耦的上升和下降時(shí)間均在 20μs數(shù)量級(jí)，所以 144.7μs足以導(dǎo)致MCU將該誤觸發(fā)點(diǎn)識(shí)別為過(guò)零點(diǎn)。

由上述仿真可知，R2電阻可以有效避免輸入浪涌電壓引起的過(guò)零點(diǎn)誤觸發(fā)，同時(shí)R1為功率電阻，可以有效吸收上電瞬間的浪涌電流，避免上電瞬間浪涌電流引起的R1電阻炸裂導(dǎo)致的電路損壞（此處不再另做仿真）。

3 結(jié)論

本文分析了過(guò)零檢測(cè)在電力線載波通信中的必要性，設(shè)計(jì)了低成本高可靠性的過(guò)零檢測(cè)電路，并通過(guò)理論計(jì)算和仿真對(duì)比，驗(yàn)證了本電路的正確性。分析和仿真結(jié)果表明，該過(guò)零檢測(cè)電路可以迅速有效的檢測(cè)到交流電的過(guò)零點(diǎn)，并有效抵抗電網(wǎng)的浪涌電壓和浪涌電流。同時(shí)，該電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，制造成本低，工作性能良好，可靠性高。目前該電路已廣泛應(yīng)用在電力線載波的過(guò)零點(diǎn)通信中，使得使用過(guò)零點(diǎn)電力線載波通信的臺(tái)區(qū)一次抄表成功率達(dá)到99%以上，完全滿足國(guó)網(wǎng)對(duì)于一次抄表成功率的要求。

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