基于有源箝位同步整流反激電路的高效DC／DC變換器

趙杰 王毅 李媛媛

摘要 本文介紹了有源箝位技術(shù)和同步整流技術(shù)在高效DC/DC變換器設(shè)計中的技術(shù)方案，分析了反激有源箝位一同步整流電路的工作原理，并通過一款30W的DC/DC變換器仿真和電路實驗結(jié)果的比對，驗證了反激有源箝位一同步整流電路對于提高效率是非常有效的。

【關(guān)鍵詞】有源箝位 同步整流 反激 高效率

1 引言

近年來，隨著電子設(shè)備的不斷發(fā)展，要求供電電源的體積隨之小型化。特別是開關(guān)電源在航空航天技術(shù)上的應(yīng)用與發(fā)展，對高效率、小體積電源的需求十分迫切。反激變換器因為電路結(jié)構(gòu)簡單、所用元器件少，在中小功率、小體積開關(guān)電源中應(yīng)用十分廣泛。在采用普通的RCD箝位、二極管整流方式的電路的反激電路中，變壓器漏感的能量被電阻R消耗掉，整流二極管也消耗了相當(dāng)多的能量。本文介紹一種30W功率單路輸出的高效率、高功率密度DC/DC變換器的設(shè)計方案，通過采用有源箝位反激拓?fù)浜屯秸骷夹g(shù)，避免了變壓器漏感能量的損耗，并且大大降低了整流器件上的損耗，實現(xiàn)了85%的高轉(zhuǎn)換效率。

2 有源箝位技術(shù)和同步整流技術(shù)

2.1 有源箝位軟開關(guān)技術(shù)

開關(guān)電源中常用的軟開關(guān)技術(shù)包括諧振軟開關(guān)技術(shù)，零電壓轉(zhuǎn)換（ZVS）、零電流轉(zhuǎn)換技術(shù)（zcs），移相控制全橋軟開關(guān)技術(shù)，有源箝位技術(shù)等。其中有源箝位技術(shù)能夠儲存并利用寄生參數(shù)中的能量，降低功率開關(guān)管的電壓應(yīng)力，提高效率，同時也減小環(huán)境發(fā)射的電磁干擾，進(jìn)而提高系統(tǒng)的可靠性。根據(jù)箝位電路位置的不同，有源箝位分為低邊箝位和高邊箝位。電路示意圖如圖1所示。高邊箝位輔助開關(guān)管為浮地驅(qū)動，驅(qū)動電路復(fù)雜，因此本電路設(shè)計采用低邊箝位方式。

有源箝位反激變換器具有以下優(yōu)點：

（1）箝位電容將變壓器漏感中能量回饋到電源中，消除了變壓器漏感引起的關(guān)斷電壓尖峰及損耗，并且有效減小了功率開關(guān)管上的電壓應(yīng)力。波形示意圖如圖2所示。

（2）利用諧振電感和箝位電容、寄生電容諧振可以實現(xiàn)主、輔開關(guān)管的零電壓開通，降低了功率開關(guān)管的開關(guān)損耗，提高了效率。

在本研究之前，文獻(xiàn)[4]已詳細(xì)研究了有源箝位反激電路的工作原理，因此本文重點研究文獻(xiàn)[4]中未采用的同步整流技術(shù)。

2.2同步整流技術(shù)

2.2.1同步整流技術(shù)和驅(qū)動電路

同步整流電路采用導(dǎo)通電阻極低的功率MOSFET管來代替DC/DC變換器輸出電路中的整流二極管和續(xù)流二極管，可以大大減小導(dǎo)通壓降和導(dǎo)通損耗。特別是對輸出低壓大電流的DC/DC變換器來說，肖特基整流管和續(xù)流管的導(dǎo)通損耗往往占據(jù)了整個電路損耗中的一大部分，通過采用同步整流技術(shù)可以顯著提高電路的轉(zhuǎn)換效率。

一般而言，反激電路拓?fù)渲胁捎猛秸麟娐罚渫秸鞴艿臇艠O驅(qū)動方式可以分為自驅(qū)動方式和外驅(qū)動方式兩種。外驅(qū)動方式是指通過附加的邏輯控制和驅(qū)動電路，產(chǎn)生出隨變壓器副邊電壓作相應(yīng)時序變化的驅(qū)動信號。其優(yōu)點是可提供精確的控制時序，驅(qū)動信號不受輸入電壓或者輸出電壓的影響;缺點是所需要用的元件較多，電路復(fù)雜，成本較高。自驅(qū)動方式是指利用變壓器副邊繞組產(chǎn)生驅(qū)動信號，因為有源箝位反激電路的變壓器副邊電壓波形是完整的方波，所以副邊電壓可以直接用作同步整流管的驅(qū)動信號，從而提供簡單有效的自驅(qū)動電路。圖3所示為反激同步整流自驅(qū)式驅(qū)動電路。

其工作原理是：如圖4 （a）所示，每個開關(guān)周期中當(dāng)原邊開關(guān)管Q1 G極為高電平，Q1導(dǎo)通時，變壓器原邊繞組的電壓為上正下負(fù)，變壓器次級輸出繞組和同步整流管02的驅(qū)動繞組電壓為上負(fù)下正，此時Q2關(guān)斷，變壓器原邊繞組開始儲能，次級由輸出電容Co向負(fù)載Ro提供能量;如圖4（b）所示，每個開關(guān)周期中當(dāng)原邊開關(guān)管Q1G極為低電平，Q1關(guān)斷時，變壓器次級的輸出繞組和Q2的驅(qū)動繞組的電壓變?yōu)樯险仑?fù)，Q2導(dǎo)通，變壓器次級的輸出繞組開始向負(fù)載Ro提供能量，并為輸出電容Co充電。隨后進(jìn)入下一個周期的循環(huán)。

2.2.2 反激同步整流自驅(qū)式驅(qū)動電路的改進(jìn)

在基本的反激同步整流自驅(qū)式驅(qū)動電路的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，利用PNP三極管的電流放大作用加快同步整流管在每個開關(guān)周期中的關(guān)斷速度，能夠降低同步整流管的關(guān)斷損耗，提高電路的效率。另外改進(jìn)后的驅(qū)動電路還可以避免同步整流管柵極承受反向電壓，起到一定的保護(hù)作用。改進(jìn)后的自驅(qū)式驅(qū)動電路如圖5所示。

工作原理如下所述：

（1） Q2的開通過程：當(dāng)Q2的驅(qū)動繞組上端為正電壓時，D1導(dǎo)通，通過R1使02的柵極達(dá)到高電平，Q2開通;在Q2開通過程中PNP管Q3的基極比發(fā)射極電平要高，因此Q3不導(dǎo)通。Q2的開通過程和改進(jìn)前的驅(qū)動電路相似。

（2） Q2的關(guān)斷過程：當(dāng)驅(qū)動繞組上端為負(fù)電壓時，D1反向關(guān)斷，PNP管Q3的基極比發(fā)射極的電平要低，因此03導(dǎo)通;利用Q3的電流放大作用，Ie=βlb，可以讓驅(qū)動電路從Q2柵極上抽取的電流增大β倍，加快Q2的關(guān)斷速度。從而減小Q2的關(guān)斷損耗，提高效率。

（3）在Q2關(guān)斷過程中，因為Q2的柵極連接到PNP管03的發(fā)射極，其電壓最低值不會低于Q3的集電極電壓，而Q3集電極接地，因此Q2的柵極電壓最低值不會小于零，不會出現(xiàn)負(fù)電壓。而在改進(jìn)前的驅(qū)動電路中，Q2關(guān)斷時，驅(qū)動繞組上端的負(fù)電壓會施加到02的柵極上。因此在改進(jìn)前的驅(qū)動電路中，需要計算該負(fù)電壓的大小，合理選取驅(qū)動繞組的匝數(shù)，確保負(fù)電壓不超過Q2柵極的反向耐壓值。改進(jìn)后的驅(qū)動電路避免了Q2柵極出現(xiàn)負(fù)電壓，對Q2起到一定的保護(hù)作用。

3 30W反激有源箝位同步整流DC/DC變換器設(shè)計

在一款5V6A的DC/DC變換器上我們應(yīng)用了反激有源箝位和同步整流技術(shù)進(jìn)行電路設(shè)計，產(chǎn)品的主要技術(shù)指標(biāo)為：

（1）輸出直流電壓：5V;

（2）輸出電流：6A;

（3）輸出功率：30W;

（4）轉(zhuǎn)換效率：≥84%;

（5）啟動過沖：50mV;

為了實現(xiàn)該技術(shù)指標(biāo)，根據(jù)設(shè)計方案設(shè)計電路參數(shù)。

3.1 主要電路設(shè)計

3.1.1 有源箝位電路設(shè)計

有源箝位電路如圖6所示。主要由鉗位電容Cl、PMOS開關(guān)管03構(gòu)成。

（1）箝位電容選取。箝位電容C1應(yīng)取得足夠大，使Cl與變壓器勵磁電感Lm、諧振電感Lr（主要是變壓器漏感）的諧振周期遠(yuǎn)大于開關(guān)周期，這樣使箝位電容兩端電壓基本穩(wěn)定。C1越大，其兩端的電壓紋波△Uc，越小，主開關(guān)管Ql上電壓應(yīng)力也就越小，但電路的動態(tài)響應(yīng)速度也會越慢。因此需要折中設(shè)計箝位電容Cl，限制ΔUc1/uc1≤5%，保證Uc，穩(wěn)定時，同時兼顧電路動態(tài)響應(yīng)速度。

（2） PMOS開關(guān)管選取。箝位PMOS管03的損耗主要由導(dǎo)通損耗、驅(qū)動損耗和開關(guān)損耗構(gòu)成。箝位電路中PMOS管流過的電流小，導(dǎo)通損耗低，因此需綜合考慮導(dǎo)通電阻、柵極電荷的大小，平衡導(dǎo)通損耗和驅(qū)動損耗選取合適的P型MOS場效應(yīng)管。

3.1.2 變壓器的設(shè)計

有源箝位反激變換器的變壓器設(shè)計方法與普通反激變換器相似，為防止變壓器磁飽和，磁罐必須帶有氣隙。脈寬調(diào)制器輸出脈沖的最大占空比D設(shè)計值為.65，最低輸入電壓為Vin（miu），變壓器原邊繞組匝數(shù)為Np，變壓器副邊繞組匝數(shù)為N;，變壓器原邊繞組電感為L，。

（1）計算變壓器原邊峰值電流：

平均輸入電流：

變壓器峰值電流：

（2）計算變壓器原邊繞組電感：

（3）計算變壓器原副邊繞組匝比：

變壓器的線徑根據(jù)電流大小來選取，繞制中需要注意繞線盡量平整，減小漏感。

3.1.3同步整流電路設(shè)計

圖7所示為同步整流電路。其中D1為開關(guān)二極管，R1是同步整流管Q2開通過程中的限流電阻，R2是PNP三極管03的基極限流電阻。R1在02允許的最大柵極電流范圍內(nèi)選取即可。

同步整流管Q2的柵極驅(qū)動電壓Vdrv和輸出電壓Vo、驅(qū)動繞組的圈數(shù)Ndrv、變壓器次級圈數(shù)Ns有關(guān)。不考慮尖峰時，可見Ndrv越大則Vdrv越高。柵極驅(qū)動電壓越高，則02的通態(tài)電阻越小，導(dǎo)通損耗越小，但驅(qū)動損耗也會越大;柵極驅(qū)動電壓越低，則Q2的通態(tài)電阻越大，導(dǎo)通損耗越大，驅(qū)動損耗會越小。因此同步整流管柵極驅(qū)動繞組的電壓太高或者太低都不合適，需要選取合適的驅(qū)動繞組匝數(shù)Ndrv，從而獲得合適的柵極驅(qū)動電壓，使同步整流管Q2的驅(qū)動損耗與導(dǎo)通損耗之和降到最低。

設(shè)置好驅(qū)動繞組匝數(shù)后，根據(jù)變壓器的匝比計算出同步整流管Q2關(guān)斷期間承受的反向電壓，然后根據(jù)降額要求進(jìn)行選取。不考慮尖峰時，Q2承受的反向電壓為：其中Ndrv為驅(qū)動繞組的匝數(shù)，Np為變壓器原邊的匝數(shù)，Vin為輸入電壓，Vo為輸出電壓。

3.2 電路仿真與測試結(jié)果

3.21 仿真結(jié)果

采用Saber仿真軟件仿真得到的波形如圖8所示，分別為啟動電壓波形和28V輸入時功率開關(guān)管漏極電壓波形，輸出電壓沒有啟動過沖，功率開關(guān)管漏極電壓波形正常，因仿真原理圖中未采用有源箝位電路，功率開關(guān)管電壓應(yīng)力比實際采用有源箝位的大。

3.2.2 測試結(jié)果

實測波形見圖9、圖10。從圖中可以看出，輸出電壓穩(wěn)定值為5V，沒有啟動過沖;原邊主功率開關(guān)管的漏極電壓波形平穩(wěn)，沒有尖峰和振蕩，實現(xiàn)了有源箝位的效果;次級同步整流管柵極驅(qū)動電壓波形平穩(wěn)，沒有反向電壓;DC/DC變換器工作穩(wěn)定。

實測結(jié)果與設(shè)計指標(biāo)對比如表1所示。效率85.6%，實測結(jié)果達(dá)到設(shè)計目標(biāo)，驗證了電路設(shè)計的合理性和有效性。同時表2給出了本方案指標(biāo)與Interpoint公司相同功率等級DC/DC變換器指標(biāo)對比，從表中數(shù)據(jù)比對可知，本電路相比Interpoint產(chǎn)品顯著提高了效率。

4 結(jié)論

本文簡要討論了有源箝位技術(shù)和同步整流技術(shù)在反激DC/DC變換器中的應(yīng)用方案，對反激同步整流自驅(qū)動電路做了改進(jìn);設(shè)計了一款30W高效DC/DC變換器，通過電路仿真和實測技術(shù)指標(biāo)的比對，驗證了該設(shè)計方案是合理有效的。綜上，在高效DC/DC變換器設(shè)計中，采用有源箝位軟開關(guān)技術(shù)和同步整流技術(shù)是非?？扇〉囊环N技術(shù)方案，特別是對于輸出低壓大電流的DC/DC變換器設(shè)計，可大大提高轉(zhuǎn)換效率。

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