一種新型LCL并網(wǎng)逆變器復(fù)合控制方法的研究

王闐姝， 楊旭紅,2

(上海市電站自動化重點實驗室，上海電力學(xué)院自動化工程學(xué)院，上海 200090)

0 引 言

微電網(wǎng)的快速發(fā)展導(dǎo)致了電力電子器件在電網(wǎng)中的大量使用。作為可再生能源發(fā)電單元與電網(wǎng)之間的能量變換接口，逆變器在微電網(wǎng)并網(wǎng)中起著不可或缺的作用。并網(wǎng)逆變器用來將直流電能轉(zhuǎn)化為高質(zhì)量的交流電能并饋入電網(wǎng)，并對基于可再生能源的分布式發(fā)電系統(tǒng)的安全、穩(wěn)定和高質(zhì)量運行十分重要。LCL型濾波器相較于L型濾波器，其對高頻諧波有更強的抑制能力，所以在并網(wǎng)逆變器中比較常見。

并網(wǎng)逆變器控制大致分為3種：電流控制；電壓控制；模擬同步電機控制。本文主要研究的是逆變器電流控制策略。在電流控制中有分PI控制，PCI控制，PR控制，重復(fù)控制，滯環(huán)控制等等。

LCL型濾波器普遍具有三階的低通濾波特性。因此可以使用較小的濾波電感，使其有效減少系統(tǒng)的體積并降低損耗。但是，LCL型濾波器的三階特性即在諧振頻率處增益會無窮大，同時相位發(fā)生180°跳變，這會導(dǎo)致系統(tǒng)發(fā)生振蕩甚至不穩(wěn)定[1]。因此，對LCL濾波器的參數(shù)選擇對諧振的抑制十分重要。

對于諧振的抑制，方法之一是有源阻尼法中的以電容電流為反饋變量陷波器校正法[2-3]。該方法只需在反饋通道配置一個比例環(huán)節(jié)，且不受系統(tǒng)參數(shù)影響，易實現(xiàn)基于陷波器校正的LCL并網(wǎng)逆變器的有源阻尼控制[4]。文獻[5]運用了電流控制策略中的PI控制，但對模型進行分析，可知其在濾波電容中并上負(fù)載，負(fù)載的增加會對諧波產(chǎn)生影響，不是真正意義上的LCL型濾波器。文獻[6]運用了PCI的控制研究，通過對其仿真結(jié)果進行分析可知，雖然THD已達到并網(wǎng)要求，但仍不理想，本文在此基礎(chǔ)上提出一種新型的復(fù)合研究，即PI與PCI相結(jié)合的控制方式，通過理論和仿真分析，驗證了該策略的可行性與正確性。

1 逆變器的數(shù)學(xué)模型

LCL型濾波器的單相逆變器并網(wǎng)的主電路如圖1所示。

圖1 LCL型濾波器單相逆變器并網(wǎng)

圖中，Vdc是直流源電壓。L1、L2和C分別是逆變側(cè)濾波電感、網(wǎng)側(cè)濾波電感和濾波電容，與之相應(yīng)的i1、i2和ic分別為逆變側(cè)的電感電流、并網(wǎng)(網(wǎng)側(cè))電流和電容電流，它們構(gòu)成LCL濾波器?？赏瞥鰑0到并網(wǎng)電流i2的傳遞函數(shù)為：

式中w為LCL濾波器的諧振角頻率。其表達式為:

(2)

2 PI和PCI復(fù)合控制方法的設(shè)計

圖2即為單相LCL型并網(wǎng)逆變器及其控制結(jié)構(gòu)，對并網(wǎng)逆變器而言，其首要目標(biāo)是控制并網(wǎng)電流i2，使其與電網(wǎng)電壓同步，并使其幅值跟蹤給定值I*。一般情況下，Vg的相位由鎖相環(huán)(PLL)獲得，I*由外部電壓環(huán)產(chǎn)生，由于電壓環(huán)的響應(yīng)速度遠低于并網(wǎng)電流環(huán)，所以可以對并網(wǎng)電流環(huán)進行單獨分析[7]。本文采用的是電壓源輸入，電流控制輸出模式，內(nèi)環(huán)通過反饋電容電流來抑制諧振，外環(huán)通過PI+PCI新型復(fù)合控制器對并網(wǎng)電流進行跟蹤。Hi1為ic的反饋系數(shù)，Hi2為i2的采樣系數(shù)。根據(jù)圖2可得到LCL型并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型如圖3所示。

KPWM為調(diào)制波到逆變橋輸出電壓的傳遞函數(shù)。Z1，Z2，Z3分別為電感L1，電容C和電感L2的阻抗。

其表達式為:

Z1(s)=sL1

(3)

(4)

Z3(s)=sL2

(5)

圖2 單相LCL型并網(wǎng)逆變器及其控制結(jié)構(gòu)

圖3 LCL型并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型

3 控制器設(shè)計

3.1 PI控制

并網(wǎng)逆變器的控制目標(biāo)是實現(xiàn)輸出電流對給定指令的快速準(zhǔn)確跟蹤，為了取得理想的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能指標(biāo)，逆變器的電流控制需要有良好的隨動性能，因此采用PI電流調(diào)節(jié)器。其傳遞函數(shù)為：

(6)

式中kp為比例系數(shù)，ki為積分系數(shù)。

由于PI控制比較簡單所以在工程中大量運用。PI控制在跟蹤交變的信號時會存在一定誤差，因此引入PCI控制與其相結(jié)合。

3.2 PCI控制

與傳統(tǒng)PI控制器相比，比例復(fù)數(shù)積分控制即PCI控制在基波頻率處增益無窮大，可以更好地消除穩(wěn)態(tài)誤差。

PCI控制器的傳遞函數(shù)：

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(7)

圖4 單相PCL控制原理

單相PCI控制原理如圖4示[8]，式中，kp為比例系數(shù)，ki為積分系數(shù)。其中w0為并網(wǎng)電流的角頻率。

其中w0=2πf，本文中電網(wǎng)頻率設(shè)置為50 Hz，因此w0取314。

4 仿真與分析

為了驗證理論分析的正確性，進行了相關(guān)的仿真分析。在MATLAB/Simulink平臺上搭建了單相LCL逆變器并網(wǎng)控制模型，仿真模型基本參數(shù)如表1所示。

表1 模型基本參數(shù)

本文的參數(shù)設(shè)計來源如下[9]：

(1)濾波電容

對于中小功率而言，電容參數(shù)對系統(tǒng)功率容量的影響小于5%，因此有:

(8)

式中Usn為電網(wǎng)額定電壓，Pn為并網(wǎng)額定功率，w1為基波角頻率。

(2)濾波總電感L1+L2

為不降低系統(tǒng)的動態(tài)特性LCL濾波器所需要的總電感為L1+L2應(yīng)小于并網(wǎng)逆變器額定阻抗的5%，即有:

(9)

(3)逆變側(cè)電感L1

逆變側(cè)電流紋波應(yīng)小于額定電流的20%，即有:

(10)

其中D(t)為每個開關(guān)周期的占空比，fc為開關(guān)頻率。

(4)電感值校驗

為保證電流控制特性，LCL濾波器的諧振頻率應(yīng)大于基波頻率的10倍。

(11)

本文在相同條件下，改變控制策略，即分別應(yīng)用PI，PCI，PI+PCI控制策略，對并網(wǎng)電流進行分析，結(jié)果如圖5～圖10所示。

圖5 PI模式下逆變器輸出電流波形圖

圖6 PI模式下并網(wǎng)電流THD分析圖

圖7 PCI模式下并網(wǎng)電流波形圖

圖8 PCI并網(wǎng)電流THD分析圖

圖9 復(fù)合并網(wǎng)電流波形圖

圖10 復(fù)合并網(wǎng)電流THD分析圖

通過對電流波形和THD的對比可發(fā)現(xiàn)，在傳統(tǒng)PI控制下，并網(wǎng)電流的畸變率比較高，在PCI控制下，電流的畸變率雖有下降，已達到電流并網(wǎng)的要求，但在復(fù)合控制下，畸變率不僅達到電流并網(wǎng)的要求，且畸變率較小。

5 結(jié)束語

本文提出了一種新型復(fù)合控制方案。且該策略具有優(yōu)點：在系統(tǒng)穩(wěn)定時，電流諧波畸變率較小，電流質(zhì)量較高。

通過理論分析和仿真分析驗證了上述結(jié)論，表明該策略的可行性和正確性。

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