一種新型寬范圍ZVS三電平全橋DC/DC變換器

張心波，張一鳴，付強，龐連路，李亮亮

(北京工業(yè)大學 信息學部,北京 100124)

0 引 言

傳統(tǒng)的半橋或者全橋DC/DC變換器在大功率應用中主要受限于輸入電壓[1]，并且隨著開關器件電壓電流額定值的增長，開關頻率會隨著降低，導致變壓器和濾波電感的體積增加，并且降低了轉換效率[2]。為了減小開關器件上的電壓應力，Pinheiro提出了一種零電壓半橋三電平(Half-Bridge Three-Level,HB TL)變換器，開關管上的電壓應力減小到了輸入電壓的一半，但是它并不適用于大功率的應用場合[3]。文獻[4-6]介紹了復合式全橋三電平變換器，減小了輸入輸出電流紋波，提高了開關管的軟開關(Zero Voltage Switches,ZVS)范圍。這個電路包含一個三電平橋臂和一個兩電平橋臂，由于兩電平橋臂承受的電壓為輸入電壓，該電路不適合高輸入電壓場合。文獻[7]提出了全橋三電平(Full-Bridge Three-LevelFB TL)變換器，共有8個開關管組成，每個開關管承受的電壓均為輸入電壓的一半，但是滯后橋臂換流困難。為此本文提出了一種改進的全橋三電平電路作為DC/DC可控源電路，它有兩個降壓繞組并聯(lián)整流輸出和一個串聯(lián)換流電感的降壓繞組。前者是為了降低輸出電壓；后者是用來保證開關管在全功率范圍內實現(xiàn)軟開關，并且減小了輸入輸出濾波器的體積。

1 主拓撲結構及工作原理簡介

DC/DC變換器的主電路拓撲如圖1所示，其中左側橋臂包括箝位二極管D9和D10、開關管S1～S4(包括D1～D4和Cs1～Cs4)與飛跨電容Css1，右側橋臂包括箝位二極管D11和D12、開關管S5～S8(包括D5～D8和Cs5～Cs8)與飛跨電容Css2，兩個橋臂共用輸入分壓電容Cd1和Cd2，Llk為高頻變壓器漏感，Lc為換流電感。通過增加換流電感，實現(xiàn)了全功率范圍內DC/DC可控源電路的軟開關。

圖1 三電平DC/DC變換器電路

在分析其工作過程時，假設：

(1)所有的元器件均是理想的；

(2)Cs1=Cs4=Cchop，Cs2=Cs3=Cs5=Cs6=Cs7=Cs8=Clag，Css1=Css2=Css3，Css?Cchop，Css?Clag。

(3)L?n2Llk，其中，Llk為變壓器漏感，L為濾波電感且足夠大，可以看作是恒流源。

(4)變壓器兩個副邊繞組所接電路參數(shù)相同，工作狀態(tài)也相同，工作過程分析時只考慮一路情況。

圖2 三電平DC/DC可控源電路工作波形

根據(jù)最佳控制方式需滿足的三個條件：①在同樣的占空比下功率傳遞最大；②濾波電感電流脈動最??；③開關管實現(xiàn)軟開關[8]，采用非對稱移相PWM控制方式，主要工作波形如圖2所示。開關管S1、S4驅動信號采用脈寬調制，而其它橋臂采用互補驅動；S1和S2、S7、S8(或S4和S3、S5、S6)在同一時刻開通，而關斷時刻不同；通過調制S1、S4的驅動波脈寬來控制輸出電壓，稱S1、S4為斬波管，其他開關管為滯后管。此控制方式易于數(shù)字化實現(xiàn)，克服了傳統(tǒng)移相控制專用芯片的控制精度和靈活性差等問題。該電路共有14種工作模式。

圖3 左側橋臂開關管的驅動信號

模式0：t0-時刻，開關管S1、S2、S7、S8導通，變壓器原邊電流ip=nI0，AB兩點電壓uAB=Udc，整流二極管DR1導通，DR2截止。串聯(lián)母線電容Cd1、Cd2兩端電壓為Udc/2。其中Cd1向飛跨電容Css1充電，充電支路為S1、Css1、D10；Cd2向飛跨電容Css2充電，充電支路為S8、Css2、D11，直到飛跨電容Css1、Css2充到Udc/2為止。由于飛跨電容的箝位，S3、S4、S5、S6承受電壓均為Udc/2。換流電感電流從反向最大電流ILc0開始正向增加，換流電感電流為:

(1)

式中m為變壓器換流繞組與原邊繞組的匝比。

若輸出濾波電感L足夠大，可以看作一個恒流源，輸出電流Io在一個開關周期近似不變。因此，此時變壓器原邊電流由換流電感電流iLc(t0)、輸出電流Io折算到原邊電流值組成，即:

ip(t)=nIo+miLc(t0)≈nIo

(2)

模式1[t0+,t1]：t0時刻，開關管S1關斷，原邊電流ip向電容Cs1充電，開關管S1兩端電壓逐漸升高。由于飛跨電容Css1與S2、S3并聯(lián)，Cs1與Cs4的電壓之和為Udc/2，在Cs1充電的同時，Cs4放電。由于Cs1從零開始增加，開關管S1關斷損耗很小，近似零電壓關斷。變壓器原邊電流ip等于輸出電流在原邊折算值，由于濾波電感足夠大，原邊電流Ip0基本不變，Cs1電壓線性上升，Cs4電壓線性下降。

到t1時刻，Cs4電壓下降到零，Cs1電壓充到Udc/2，此時諧振電感電流為：

(3)

模式2 [t1,t2]：t1時刻，由于Cs4電壓下降到零，D4自然導通。若飛跨電容Css1電壓略小于Udc/2，則箝位二極管D9導通，串聯(lián)電容Cd2開始向負載提供能量。該模式中，由于飛跨電容作用，Cs4電壓保持為零，所以在t5時刻以前的任意時刻均可零電壓開通S4，這表明非對稱移相PWM控制是可行的。此時AB兩點電壓為Udc/2，換流電感電流為:

(4)

模式3 [t2,t3]：時刻關斷S2、S7、S8。在左側橋臂，ip從S2轉移到Cs2中，給Cs2充電，由于飛跨電容的作用，Cs2充電的同時Cs2必然放電，S2關斷損耗很?。煌瑫r原邊電流ip從S7、S8中轉移到Cs5、Cs6、Cs7、Cs8，向Cs7、Cs8充電，向Cs5、Cs6放電，S7、S8為零電壓關斷。在該時段原邊仍向副邊輸出功率，原邊電流ip基本不變，所以各電容的充放電過程均為線性。換流電感電流為：

(5)

到t3時刻，uAB下降到零，換流電感電流達到峰值ILc0。此時CCs3=Udc/3，CCs2=Udc/6，uCs7=uCs8=Udc/6，uCs5=uCs6=Udc/3。

模式4 [t3,t4]：t3時刻，uAB降為零，副邊繞組電壓也降為零，整流二極管全部導通。由于此時換流電感電流達到峰值，換流電感電流對Cs2、Cs7、Cs8充電，對Cs3、Cs5、Cs6放電，直到t4時刻Cs3、Cs5、Cs6電壓降為零。合理設計換流電感和繞組的匝數(shù)，很容易實現(xiàn)S2、S7、S8軟開關，可得:

(6)

模式5[t4,t5]：t4時刻，若原邊電流ip未減小到零，二極管D3、D4、D5、D6開始導通，為原邊電流提供續(xù)流回路?？梢娫趖5時刻之前任意時刻，即原邊電流保持續(xù)流，均可零電壓開通S3、S4、S5、S6。原邊電流ip為:

(7)

模式6 [t5,t6]：t5時刻，開關管S3、S4、S5、S6開始導通，原邊電流ip線性增加。由于原邊電流ip沒有達到負載電流在原邊折算值Ip0，兩個整流二極管仍然同時導通，ip反向增加，到t6時刻，ip絕對值增長到Ip0。

模式7 [t6,t7]：t6時刻，由于ip達到Ip0，二極管DR1承受反壓關斷，二極管DR2繼續(xù)導通向負載提供能量。此時會有Cd2通過D9、Css1、S4支路向Css1充電，Cd1通過D12、Css2、S5支路向Css2充電的短暫過程，直到飛跨電容Css1、Css2電壓達到Udc/2。到t7時刻，電路開始下半周期的工作過程，不再贅述。

2 軟開關的實現(xiàn)

2.1 斬波管軟開關

斬波管要實現(xiàn) ZVS，必須有足夠的能量來抽走開關管S4并聯(lián)電容Cs4上的電荷，同時給關斷的開關管S1的并聯(lián)電容Cs1充電，則斬波管實現(xiàn)ZVS的能量為:

(8)

此能量主要來自負載電流折算到原邊電流值。因為輸出濾波電感足夠大，近似認為恒流源,折算到原邊的電流很容易讓斬波管實現(xiàn)零電壓開通。

2.2 滯后管軟開關

三電平DC/DC可控源電路有三個滯后管同時關斷，在關斷過程中，除了給關斷滯后管上并聯(lián)電容完全充電，還要對另外三個滯后管上并聯(lián)電容完全放電，才能實現(xiàn)滯后管的ZVS。以S2、S7、S8關斷為例，如圖2所示，分為兩個階段。第一階段：uAB下降為零，對應于模式3，此階段主要由輸出濾波電感折算電流提供能量。

(9)

第二階段：uAB上升到Udc，對應于模式4，此階段主要由換流電感折算電流提供能量。

(10)

由此可見，在關斷期間，輸出濾波電感和換流電感折算電流分時為滯后管提供換流能量。

3 實驗結果

采用上述拓撲結構研制一臺6 kW開關電源一臺。其主要技術參數(shù)如下：輸入電壓Vdc=540 V，輸出電壓Vo=30 V，輸出電流Io=200 A，開關頻率fs=20 kHz。

三電平全橋DC/DC變換器的S1、S2、S3、S4的驅動信號如圖3所示。S1和S2(S4和S3)同時開通，但不同時關斷。S7和S8的驅動波形與S2一致，S5和S6的驅動波形和S3一致。斬波管S1和S4的驅動信號脈寬可調，來控制輸出電壓和電流的大小。

圖4 重載時變壓器原副邊電壓和電流波形

圖4和圖5分別給出了重載時和輕載時三電平DC/DC可控源電路高頻變壓器原邊電壓波形、副邊整流后電壓波形和原邊電流波形。輕載時，開關管同樣實現(xiàn)ZVS，與理論分析一致。與兩電平DC/DC可控源電路相比，副邊電壓多了一個電平，導致輸出濾波的體積減小。額定輸入電壓和負載變化下的測量效率曲線如圖所示，隨著荷載的增加，發(fā)射效率提高，最大效率為95%。

圖5 輕載時變壓器原副邊電壓和電流波形

4 結束語

三電平全橋變換器拓撲中開關管的電壓應力為輸入電壓的一半，因此可以有效解決高輸入電壓問題，從而提高了開關器件的工作頻率，降低了變壓器和濾波器的尺寸。增加的換流電感可以幫助開關器件實現(xiàn)全功率范圍內的軟開關。由于變壓器的漏感減小，變壓器的損耗隨之降低，電源的效率得到了有效提升。提出了一種非對稱相移脈寬調制控制，控制方法簡單，易于數(shù)字化實現(xiàn)，可以通過調節(jié)驅動脈沖寬度達到控制占空比的目的。

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