基于載波移相的MMC逆變器調(diào)制方法研究

孫黎，胡峰，馬成廉，趙書健

（1.華北電力大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，北京102206；2.東北電力大學(xué)電氣工程學(xué)院，吉林吉林132012）

隨著能源互聯(lián)網(wǎng)的高速發(fā)展，遠(yuǎn)距離大容量輸電成為必不可少的工程。高壓直流輸電（high voltage direct current，HVDC）以其高效的輸送能力越來越受到關(guān)注。自1954年，世界上第一個(gè)直流輸電工程（瑞典本土至哥特蘭島的20 MW、100 kV海底直流電纜輸電）投入商業(yè)化運(yùn)行以來，高壓直流輸電技術(shù)經(jīng)歷了從基于汞弧閥換流技術(shù)的第一代直流輸電技術(shù)、基于晶閘管換流技術(shù)的第二代直流輸電技術(shù)，到20世紀(jì)90年代末，基于可關(guān)斷期間和脈沖寬度調(diào)制（PWM）技術(shù)的電壓源換流器（VSC）應(yīng)用于直流輸電，稱之為柔性直流輸電技術(shù)，標(biāo)志著第三代直流輸電技術(shù)的誕生[1]。在近十多年來，柔性直流輸電技術(shù)受到了工程技術(shù)人員的廣泛關(guān)注，對(duì)其理論研究及工程應(yīng)用是現(xiàn)階段高壓直流輸電技術(shù)的熱點(diǎn)問題[2-3]。對(duì)作為柔性直流輸電技術(shù)的核心的VSC換流器的研究，是高壓直流輸電的重要內(nèi)容[4-6]。

現(xiàn)有柔性直流輸電工程采用的VSC結(jié)構(gòu)主要有3種，即兩電平換流器、二極管箝位型三電平換流器和模塊化多電平換流器（MMC）。相對(duì)于前2種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，MMC結(jié)構(gòu)具有制造難度下降、損耗成倍下降、階躍電壓降低、波形質(zhì)量高、故障處理能力強(qiáng)等優(yōu)勢(shì)，越來越多地應(yīng)用于高壓直流輸電工程。對(duì)MMC換流器的研究，主要從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制策略、控制策略等方面進(jìn)行分析改進(jìn)，并取得了很好的效果。目前，MMC可選用的子模塊結(jié)構(gòu)有半橋子模塊（HBSM）、全橋子模塊（FBSM）和雙箝位型子模塊[7]（CDSM）3種主要拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[8]分析了基于箝位雙子模塊的MMC-HVDC正常自勵(lì)起動(dòng)過程；設(shè)計(jì)了3種可控充電方法來對(duì)電容繼續(xù)充電，以便獲取足夠的能量；文獻(xiàn)[9]提出了一種改進(jìn)的復(fù)合子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（IHSM拓?fù)洌?，解決了CDSM中電容并聯(lián)耦合及半橋型拓?fù)渲袠虮鄱搪穯栴}；文獻(xiàn)[10-12]針對(duì)全橋型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了改進(jìn)，并對(duì)單元電容參數(shù)進(jìn)行了合理的設(shè)計(jì)，給出了一種簡(jiǎn)單有效的電壓控制策略及橋臂電感參數(shù)的選取依據(jù)；文獻(xiàn)[13-14]提出了箝位式雙子模塊與半橋子模塊混合級(jí)聯(lián)、半橋與全橋子模塊混合級(jí)聯(lián)的方式改進(jìn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；文獻(xiàn)[15]提出一種基于循環(huán)嵌套機(jī)理的MMC拓?fù)?，其電平輸出能力得到顯著提升。目前常用的MMC調(diào)制方式主要分為脈寬調(diào)制（PWM）方式和階梯波調(diào)制（staircase modulation）方式。文獻(xiàn)[16]對(duì)MMC可以使用的幾種調(diào)制策略進(jìn)行了比較。文獻(xiàn)[17]提出了一種適用于MMC的快速PWM調(diào)制方法，具有簡(jiǎn)單、快速、占用較少硬件資源的特點(diǎn)。文獻(xiàn)[18]提出了根據(jù)是否需要對(duì)子模塊電容電壓排序，將MMC分為計(jì)算投入子模塊個(gè)數(shù)調(diào)制策略和載波移相調(diào)制策略。文獻(xiàn)[19]提出了基于載波移相調(diào)制的新型冗余保護(hù)策略。文獻(xiàn)[20]對(duì)比分析了VSC和MMC 2種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)缺點(diǎn)。文獻(xiàn)[21]提出了一種適用于模塊化多電平換流器高壓直流輸電系統(tǒng)數(shù)?；旌戏抡娴墓β式涌谒惴?。以上文獻(xiàn)對(duì)MMC換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制策略等方面進(jìn)行了研究和改進(jìn)，但對(duì)載波移相調(diào)制方式的特點(diǎn)及適用范圍并沒有具體說明。

本文首先對(duì)MMC型換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理進(jìn)行了闡述，然后對(duì)MMC換流器的調(diào)制方式，特別是在低電平環(huán)境下基于PWM的載波移相調(diào)制方式進(jìn)行了理論分析。在Simulink環(huán)境下，分別搭建5、7、9電平的MMC直流輸電模型進(jìn)行仿真對(duì)比分析計(jì)算，驗(yàn)證理論分析的結(jié)果，并對(duì)載波移相調(diào)制方式進(jìn)行了客觀的評(píng)價(jià)。

1 MMC換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

三相MMC換流器的通用拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[22]如圖1所示。此MMC換流器共有6個(gè)橋臂，每相由上、下2個(gè)橋臂構(gòu)成，每個(gè)橋臂都由n個(gè)SM子模塊。常見的子模塊拓?fù)?，有半橋型子模塊、全橋型子模塊和雙箝位型子模塊。其中，工程中普遍應(yīng)用的是結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的半橋型子模塊，但由于需要依靠交流斷路器實(shí)現(xiàn)切除故障電流，故其不具備直流故障穿越能力[23-25]。雖然全橋型和雙箝位子模塊皆具有直流故障穿越能力，但由于投資和運(yùn)行損耗較大，目前尚無工程應(yīng)用。本文應(yīng)用Matlab中Simulink模塊進(jìn)行電磁暫態(tài)仿真，此模塊功能強(qiáng)大，可適用于多種情況下進(jìn)行電力系統(tǒng)暫態(tài)、電氣設(shè)備的仿真計(jì)算研究[26-28]。

圖1 三相MMC通用結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Three-phase MMC topology

SM子模塊的結(jié)構(gòu)如圖2所示，內(nèi)部包含有2組IGBT和續(xù)流二極管以及一個(gè)儲(chǔ)能電容，與外部電源相并聯(lián)的還有一個(gè)晶閘管K2和一個(gè)高速旁路開關(guān)K1，用于在電路出現(xiàn)故障時(shí)保護(hù)子模塊不被損壞。圖中R是子模塊電容的并聯(lián)電阻，用于電容靜態(tài)均壓和MMC閉鎖后電容的緩慢放電，其阻值很大，幾乎對(duì)電容穩(wěn)態(tài)特性無影響，故除特定場(chǎng)合，一般仿真中不體現(xiàn)。

圖2 半橋型子模塊結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Schematic of the half-bridge sub-module

通過給IGBT施加不同的觸發(fā)信號(hào)，對(duì)應(yīng)的每個(gè)子模塊就有3種不同的工作狀態(tài)：

1）圖3所示的是投入狀態(tài)，此狀態(tài)下是對(duì)上橋IGBT施加開通信號(hào)，下橋IGBT施加關(guān)斷信號(hào)。圖3（a）所示的電流方向下，電流只能通過上橋續(xù)流二極管；圖3（b）所示的電流方向下，上橋IGBT和下橋續(xù)流二極管都可以流過電流，可是由于在外部系統(tǒng)施加電壓的情況下，內(nèi)部?jī)?chǔ)能電容充電，使得p點(diǎn)的電位升高，實(shí)際上只有上橋IGBT可以流過電流。這種對(duì)上、下橋IGBT施加信號(hào)的方式使得電流始終通過儲(chǔ)能電容和子模塊上半橋，因此子模塊的輸出電壓近似等于儲(chǔ)能電容兩端的電壓。

圖3 投入狀態(tài)及電流流通路徑Fig.3 Input state and current flow path

2）圖4所示的是切除狀態(tài)，此狀態(tài)下是對(duì)上橋IGBT施加關(guān)斷信號(hào)，對(duì)下橋IGBT施加開通信號(hào)。圖4（a）所示的電流方向下，上橋續(xù)流二極管和下橋IGBT都可以流過電流，但是由于電流通過儲(chǔ)能電容使得p點(diǎn)和q點(diǎn)的電位近似相等，儲(chǔ)能電容電流的存在使得上橋續(xù)流二極管處于反向截止?fàn)顟B(tài)，因此只有下橋IGBT流過電流；圖4（b）所示的電流方向下，電流只能流過下橋續(xù)流二極管。因此在這種工作狀態(tài)下，電流始終通過子模塊下橋流通，子模塊的輸出電壓可以近似地看作0。

圖4 切除狀態(tài)及其電流流通路徑Fig.4 Resection state and its current flow path

3）圖5所示的是閉鎖狀態(tài)，此狀態(tài)下是對(duì)上、下橋IGBT同時(shí)施加關(guān)斷信號(hào)。如圖5（a）所示的電流方向下，電流只能經(jīng)過上橋續(xù)流二極管流通；圖5（b）所示的電流方向下，電流只能經(jīng)過下橋續(xù)流二極管流通。由于這種狀態(tài)下上、下橋IGBT都被施加關(guān)斷信號(hào)，因此該電路處于閉鎖狀態(tài)。該狀態(tài)主要出現(xiàn)在系統(tǒng)啟動(dòng)、故障以及開關(guān)死區(qū)階段。

由于開關(guān)死區(qū)的時(shí)間極短，所以在正常工作條件下可以不考慮子模塊的閉鎖狀態(tài)，因此MMC換流器在正常工作方式下，子模塊的工作方式只在投入狀態(tài)和切除狀態(tài)之間轉(zhuǎn)換，上、下2個(gè)橋臂做互補(bǔ)的通斷狀態(tài)。在模塊化多電平換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，每相上、下2個(gè)橋臂構(gòu)成一個(gè)相單元，在直流側(cè)3個(gè)相同的相單元并聯(lián)構(gòu)成總直流電壓。為了保持總直流電壓穩(wěn)定并且能夠得到最大的直流電壓，每個(gè)相單元中投入運(yùn)行的子模塊一般為n個(gè)，即相單元總子模塊數(shù)的一半。通過改變上、下橋臂投入運(yùn)行的子模塊分布情況可以得到所需的MMC換流器輸出電壓。這樣，對(duì)于任意一個(gè)橋臂來說，其運(yùn)行的子模塊數(shù)可以是0個(gè)、1個(gè)直至n個(gè)，每相最多可以得到（n+1）個(gè)輸出電平。

圖5 閉鎖狀態(tài)及其電流流通路徑Fig.5 Blocking state and its current flow path

通過上述對(duì)MMC換流器結(jié)構(gòu)及運(yùn)行特性的分析，得到MMC正常工作的2個(gè)條件：1）維持直流電壓不變，即在直流側(cè)3個(gè)相同的相單元并聯(lián)構(gòu)成總直流電壓。為了保持總直流電壓穩(wěn)定并且能夠得到最大的直流電壓，每個(gè)相單元中投入運(yùn)行的子模塊一般為n個(gè)，即為相單元總子模塊數(shù)的一半。通過改變上、下橋臂投入運(yùn)行的子模塊分布情況，可以得到所需的MMC換流器輸出電壓。2）三相交流電壓的輸出，通過相單元分配上、下橋臂投入的子模塊數(shù)來實(shí)現(xiàn)對(duì)換流器輸出電壓的調(diào)節(jié)。

2 基于CPS-SPWM的MMC換流器調(diào)制方式

2.1 調(diào)制方式的介紹

控制器根據(jù)設(shè)定的有功功率、無功功率或直流電壓等指令計(jì)算出需要電壓源換流器輸出的交流電壓波，稱之為調(diào)制波（工頻正弦電壓波）。MMC的調(diào)制方式就是，如何通過控制子模塊的開斷，即子模塊的投入和切除，使得輸出的交流電壓波形逼近調(diào)制波。一個(gè)好的調(diào)制方式應(yīng)該滿足以下幾個(gè)要求：1）較好的逼近調(diào)制波能力；2）含有較小的諧波分量；3）含有較少的開關(guān)頻率；4）具有較快的響應(yīng)能力；5）需要較少的計(jì)算量。顯然，要滿足以上幾個(gè)要求是很困難的，所以必須根據(jù)具體的應(yīng)用領(lǐng)域，選擇能夠盡量多滿足以上條件的調(diào)制方式。

目前，常用的MMC調(diào)制方式主要有兩大類：脈寬調(diào)制（PWM）方式和階梯波調(diào)制（staircase modulation，SM）方式。PWM方式是兩電平電壓源型換流器（VSC）常用的調(diào)制方式，在傳統(tǒng)的二極管箝位和電容箝位多電平換流器中得到廣泛的應(yīng)用。其原理是利用半導(dǎo)體器件的開通和關(guān)斷把直流電壓變成一定形狀的電壓脈沖序列，以實(shí)現(xiàn)變頻、變壓，控制或消除諧波為目標(biāo)的技術(shù)。PWM方式跟蹤調(diào)制波性能好，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，能夠明顯改善低電平換流器的輸出特性，因此在低電平換流器中得到廣泛的應(yīng)用。針對(duì)MMC型換流器的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，在傳統(tǒng)的PWM調(diào)制方式的基礎(chǔ)上改進(jìn)，得到適用于MMC的正弦載波移相脈寬調(diào)制（CPS-SPWM）方式，是本文研究的主要內(nèi)容。

載波移相脈寬調(diào)制是PWM技術(shù)的擴(kuò)展，其優(yōu)點(diǎn)是在不提高開關(guān)頻率的條件下使等效開關(guān)頻率提高n倍，從而大大減小了輸出諧波。同時(shí)，由于橋臂上所有的子模塊采用同一個(gè)調(diào)制波和同頻率的載波，開關(guān)器件的使用率和子模塊間的損耗分布都比較均勻。

2.2 載波移相正弦脈寬調(diào)制原理

假設(shè)每個(gè)橋臂含有n個(gè)子模塊，因此采用n組三角波作為載波，可以得到每相載波之間的移相角度θ=2π/n。然后n組三角載波與同一條正弦調(diào)制波相比，得到n組PWM調(diào)制波開關(guān)信號(hào)，分別驅(qū)動(dòng)MMC換流器每個(gè)橋臂上的n個(gè)子模塊。上、下橋臂的調(diào)制波反向，保證任意時(shí)刻投入的子模塊個(gè)數(shù)互補(bǔ)且等于n，三相中的每相調(diào)制波之間相差2π/3，最后輸出的相電壓波形是由n組調(diào)制波開關(guān)信號(hào)波形疊加而成。首先以單相5電平MMC換流器為例，對(duì)CPS-SPWM的原理進(jìn)行具體說明。

如圖6（a）所示，調(diào)制波不變，每個(gè)載波依次移相90°，通過調(diào)制波與載波比較，得到4個(gè)SM子模塊的觸發(fā)信號(hào)，如圖6（b）所示。將觸發(fā)信號(hào)疊加，得到上橋臂的正弦觸發(fā)信號(hào)，如圖6（c）所示。

圖6 5電平CPS-SPWM調(diào)制原理Fig.6 Principle of 5 level CPS-SPWM modulation

3 基于CPS-SPWM三相MMC換流器逆變過程的MATLAB仿真

應(yīng)用第3節(jié)對(duì)載波移相技術(shù)的原理分析，在MATALB的SIMULINK環(huán)境下，根據(jù)圖1所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分別對(duì)三相5、7、9電平MMC換流器的逆變過程進(jìn)行仿真計(jì)算（仿真時(shí)長(zhǎng)為0.05 s），并與理想輸出交流輸出電壓波形進(jìn)行對(duì)比，仿真結(jié)果如圖7—圖10所示。

圖7 三相5電平MMC逆變輸出電壓波形Fig.7 Output voltage waves of the three-phase 5-level MMC inverter

圖8 三相7電平MMC逆變輸出電壓波形Fig.8 Output voltage waves of the three-phase 7-level MMC inverter

圖9 三相9電平MMC逆變輸出電壓波形Fig.9 Output voltage waves of the three-phase 9-level MMC inverter

圖10 MMC逆變與實(shí)際輸出電壓對(duì)比波形Fig.10 Comparison of waves of the MMC inverter output and the actual output

由圖7—圖10可知，基于載波移相技術(shù)的調(diào)制方式，在低電平環(huán)境下，能夠使三相MMC逆變輸出電壓仿真曲線很好地追蹤三相正弦交流電壓的波形特征。如表1所示，隨著仿真電平數(shù)的增加，諧波降低；仿真運(yùn)算隨電平數(shù)的增加，復(fù)雜度增大，實(shí)際運(yùn)算時(shí)間增加，對(duì)于現(xiàn)階段仿真幾十到幾百電平的仿真模型來說，計(jì)算機(jī)運(yùn)算時(shí)間過長(zhǎng)，不利于仿真研究；采用載波移相技術(shù)，根據(jù)子模塊的個(gè)數(shù)，調(diào)整PWM中的載波的移相，對(duì)于多電平的高壓直流輸電系統(tǒng)擴(kuò)容增加電平數(shù)時(shí)，需要調(diào)整2n個(gè)PWM的載波，增加了擴(kuò)容的復(fù)雜度。

表1 三相5、7、9電平MMC換流器逆變運(yùn)行諧波量與運(yùn)算時(shí)間對(duì)比Tab.1 Comparison of harmonic and operation time in the inverter operation of the three-phased MMC inverter of Level 5，Level 7 and Level 9.

4 結(jié)論

本文通過對(duì)MMC換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、工作原理的介紹，研究了低電平MMC換流器基于PWM的載波移相技術(shù)調(diào)制方式。通過理論分析及仿真計(jì)算，得出以下結(jié)論：

1）應(yīng)用于直流輸電的基于載波移相技術(shù)的調(diào)制方式，跟蹤調(diào)制波性能好，在不增加開關(guān)頻率的前提下，使等效開關(guān)頻率增加n倍，能夠明顯改善低電平換流器的輸出特性，有助于研究低電平數(shù)的MMC-HVDC換流器內(nèi)部特性。

2）對(duì)于現(xiàn)階段大容量多電平HVDC的特性來說，CPS-SPWM調(diào)制方式計(jì)算量大且復(fù)雜度增加，不利于擴(kuò)容，故不適用與高電壓大容量直流輸電系統(tǒng)。

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