PSR型AC-DC變換器高精度過零檢測技術(shù)

楊 帆

(中國船舶重工集團(tuán)公司 第723研究所，江蘇 揚(yáng)州 225009)

PSR型AC-DC變換器高精度過零檢測技術(shù)

楊 帆

(中國船舶重工集團(tuán)公司 第723研究所，江蘇 揚(yáng)州 225009)

提出了一種用于原邊反饋型AC-DC變換器的高精度過零檢測電路架構(gòu)。該檢測機(jī)制基于系統(tǒng)諧振紋波，通過對(duì)紋波的放大以及與基準(zhǔn)電壓的比較確定反激變換器系統(tǒng)二次側(cè)電流過零點(diǎn)。其與傳統(tǒng)通過反饋電壓采樣檢測方式相比，克服了制程偏移對(duì)檢測結(jié)果的影響，從而實(shí)現(xiàn)大幅提升了檢測精度。該檢測電路架構(gòu)通過某0.35 μm CMOS工藝實(shí)現(xiàn)，經(jīng)實(shí)測驗(yàn)證，檢測誤差<1.5%。

PSR；AC-DC；高精度；過零檢測

原邊反饋型(Primary Side Regulation，PSR)反激變換器由于具有體積小、結(jié)構(gòu)簡單、成本低等優(yōu)點(diǎn)，在便攜式消費(fèi)電子產(chǎn)品、適配器、LED照明等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1-2]，并且也成為電源管理領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)。過零檢測作為反激變換器工作過程中的重要環(huán)節(jié)，決定著變換器系統(tǒng)的工作模式、諧振及恒流控制。因此，研究如何高精度地檢測反激變換器系統(tǒng)二次側(cè)電流過零點(diǎn)具有重要意義。目前主流的過零檢測技術(shù)是通過直接檢測反饋電壓的電壓值來判定二次側(cè)電流是否過零[3-15]，該方式具有采樣簡單，易于判定的優(yōu)點(diǎn)。但檢測精度較低，且容易受到輸出功率變化和制程波動(dòng)的影響，導(dǎo)致檢測偏差較大。本文通過分析系統(tǒng)正常工作時(shí)的諧振過程，給出了二次側(cè)電流大小與諧振電壓幅值之間的關(guān)系，從而量化了過零比較閾值，實(shí)現(xiàn)高精度過零檢測。

1 諧振原理分析

圖1給出了原邊反饋型反激變換器系統(tǒng)架構(gòu)圖。

圖1 原邊反饋型反激式AC-DC變換器系統(tǒng)架構(gòu)圖

圖1中，VAC為交流輸入電壓，RSTR為啟動(dòng)電阻，RCS為初級(jí)側(cè)采樣電阻，L1、C1和C2組成輸入濾波器，R1、C3和D1組成RCD吸收電路，用于吸收功率開關(guān)管M1關(guān)斷瞬間在其漏極形成的尖峰毛刺。DS和DA分別為二次側(cè)和輔助側(cè)整流二極管，COUT和CSTR分別為二次側(cè)及輔助側(cè)的輸出電容，RLOAD為負(fù)載電阻，VOUT為系統(tǒng)輸出電壓。RA1和RA2構(gòu)成輔助側(cè)分壓電阻網(wǎng)絡(luò)，VSENSE為反饋信號(hào)。以工作于電流斷續(xù)模式(DCM)下的變換器系統(tǒng)為例，其正常工作時(shí)的主要信號(hào)波形圖，如圖2所示。

圖2 DCM模式下系統(tǒng)主要信號(hào)波形圖

當(dāng)功率開關(guān)管M1的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)DRV為高時(shí)，M1開啟。由于反激變壓器的同名端極性相同，所以整流二極管DS處于反向截止?fàn)顟B(tài)。在這一過程中，初級(jí)側(cè)電流IP緩慢上升，當(dāng)電阻RCS上的采樣電壓達(dá)到內(nèi)部設(shè)定閾值后，系統(tǒng)內(nèi)部邏輯控制DRV信號(hào)翻轉(zhuǎn)為低，關(guān)斷M1，對(duì)應(yīng)圖中t2時(shí)刻。由于該時(shí)刻變壓器的同名端極性反向，引起整流二極管DS正向?qū)ǎ蝹?cè)電流IS開始從峰值緩慢下降，并在t3時(shí)刻二次側(cè)電流減小到零。由圖2可知，在功率開關(guān)管關(guān)斷后的t2和t3時(shí)刻，系統(tǒng)出現(xiàn)兩次明顯的諧振現(xiàn)象。其中，t2時(shí)刻的諧振是變壓器漏感與初級(jí)側(cè)雜散電容和COSS形成的衰減振蕩，t3時(shí)刻的諧振是二次側(cè)電流減小到零后引發(fā)漏感LLEAK，初級(jí)側(cè)電感LP與漏源結(jié)電容COSS發(fā)生諧振。這兩個(gè)階段的諧振簡化原理圖，如圖3所示。

圖3 反激變換器在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的諧振原理示意圖

結(jié)合圖2可知，當(dāng)二次側(cè)電流IS逐漸減小的過程中，t2～t3時(shí)刻的諧振電壓幅度逐漸降低。由文獻(xiàn)[15]可知，該時(shí)間內(nèi)，諧振頻率fLEAK為

(1)

諧振峰峰值VPP_LEAK大小為

(2)

式(2)中，iSEC(t)為二次側(cè)電流IS的瞬時(shí)值。NP，NS，NA分別為反激變壓器的初級(jí)側(cè)、二次側(cè)和輔助側(cè)繞組匝數(shù)。根據(jù)實(shí)際負(fù)載情況，設(shè)置適當(dāng)小的iSEC(t)值為二次側(cè)電流過零檢測標(biāo)準(zhǔn)，通過實(shí)時(shí)檢測諧振紋波的大小，當(dāng)紋波峰峰值小于設(shè)定檢測值時(shí)標(biāo)志二次側(cè)電流過零。

2 過零檢測電路設(shè)計(jì)

2.1 紋波放大電路

由于諧振階段的紋波峰峰值較小，難以直接比較。因此，需要對(duì)采樣得到的紋波進(jìn)行放大。圖4中，信號(hào)VS_sample為反饋信號(hào)VSENSE經(jīng)過緩沖器后的輸出信號(hào)，目的是為了濾除采樣信號(hào)中可能存在的尖峰毛刺，保證了后級(jí)對(duì)純凈高頻諧振信號(hào)的可靠放大。該電路由兩級(jí)開關(guān)電容放大器組成，第一級(jí)放大器由電阻R1，電容C1和C3構(gòu)成；第二級(jí)由電阻R2，電容C2和C4組成。在第一級(jí)開關(guān)電容放大器結(jié)構(gòu)中，電容C1為高通電容，只允許VS_sample中的高頻成分通過并存儲(chǔ)其電壓信息。R1為高阻直流反饋電阻，作用為設(shè)置運(yùn)放的直流工作點(diǎn)VDC。電容C3為交流電流通路，作用在于將電容C1保存的高頻交流信號(hào)進(jìn)行放大，第二級(jí)的對(duì)應(yīng)器件作用同第一級(jí)。該紋波放大器電路的傳輸方程如式(3)所示。

圖4 紋波放大電路

(3)

圖5為紋波放大器的工作波形示意圖。

圖5 紋波放大器工作波形示意圖

圖5中，Control信號(hào)為紋波放大控制信號(hào)，在初級(jí)側(cè)功率開關(guān)管關(guān)斷后翻轉(zhuǎn)為高并持續(xù)一段時(shí)間。A-B時(shí)間段中紋波放大器建立直流偏置工作點(diǎn)，并通過該段時(shí)間過濾掉VS_sample中的電壓過沖。隨著Control信號(hào)翻轉(zhuǎn)為低，紋波放大器對(duì)B-C段的VS_sample信號(hào)進(jìn)行放大，第一級(jí)的放大倍數(shù)k1的值為式(4)

(4)

同理，可得紋波放大器總的放大倍數(shù)k2的值為

(5)

2.2 過零點(diǎn)檢測電路

經(jīng)過紋波放大后的B-C段VSENSE波形的電壓峰峰值幅度已經(jīng)達(dá)到幾百毫伏的量級(jí)，此時(shí)適合用常規(guī)比較器進(jìn)行條件判定。判定電路架構(gòu)，如圖6所示。

圖6 零點(diǎn)檢測電路架構(gòu)

圖6中CMP1和CMP2為兩個(gè)比較器，Sense_ctl為過零信號(hào)。VRIP_th1和VRIP_th2為兩個(gè)閾值電壓，其值的確定與VRIP電壓有關(guān)。首先，根據(jù)實(shí)際負(fù)載狀況設(shè)置如30 mA為過零判定條件，將30 mA代入式(2)中的iSEC(t)，得到一個(gè)對(duì)應(yīng)的VPP_LEAK。其次，將VPP_LEAK乘以式(5)確定的放大倍數(shù)得到VRIP。根據(jù)計(jì)算出的VRIP值，設(shè)置上述兩個(gè)閾值電壓。同時(shí)，根據(jù)式(1)所示的諧振頻率設(shè)置一個(gè)遲滯時(shí)間，當(dāng)VRIP處入兩個(gè)閾值電壓之間且延遲一定時(shí)間后，認(rèn)為二次側(cè)電流已降為零并輸出脈沖指示信號(hào)Sense_ctl。

3 仿真分析

圖7所示為紋波放大器的Hspice仿真波形。

圖7 紋波放大器仿真波形

如圖7所示，原諧振紋波最大峰峰值約為90 mV。經(jīng)過紋波放大器后，紋波峰峰值被放大約5.2倍，放大后幅值適宜設(shè)置閾值并進(jìn)行后續(xù)比較。

圖8給出了過零檢測仿真結(jié)果。

圖8 過零檢測仿真波形

如圖8所示，二次側(cè)電流下降過程中的諧振紋波經(jīng)過開關(guān)電容電路放大后與VRIP_th1和VRIP_th2進(jìn)行比較。當(dāng)其處于兩個(gè)閾值之間的時(shí)間達(dá)到300 ns后，Sense_ctl信號(hào)輸出一個(gè)高脈沖，預(yù)示著在該時(shí)刻二次側(cè)電流過零。至此，二次側(cè)電流過零時(shí)刻得到精確采樣。且由圖8還可看出，二次側(cè)電流實(shí)際過零點(diǎn)與檢測過零時(shí)刻相差約為0.24 μs，相比于開關(guān)周期15.3 μs，檢測精度高達(dá)1.5%。

4 結(jié)束語

本文給出了一種基于紋波放大-檢測機(jī)制的，反激式AC-DC變換器高精度過零檢測電路。通過分析變換器系統(tǒng)在二次側(cè)導(dǎo)通階段的諧振原理，得到了諧振紋波峰峰值大小與二次側(cè)電流之間的函數(shù)關(guān)系，進(jìn)而為依據(jù)二次側(cè)電流大小而設(shè)置過零檢測比較閾值提供了有力的數(shù)學(xué)支持，從而實(shí)現(xiàn)了檢測精度的大幅提升。該檢測機(jī)制同樣可以應(yīng)用于其他架構(gòu)形式的反激式變換器系統(tǒng)，具有良好的應(yīng)用前景。

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High Precision Zero-Crossing Detection Strategy for PSR AC-DC Converter

YANG Fan

(723rd Research Institute, China Shipbuilding Industry Corporation, Yangzhou 225009, China)

A high precision zero crossing detection circuit applied in PSR AC-DC converter is put forward in this paper, the detection method is based on the resonance ripple of the converter system, by amplifying the ripple voltage and comparing the amplified signal with reference voltages, the moment of secondary current decreases to zero can be precisely determined. Compared with traditional detection approach that by sensing the feedback voltage, the method proposed in this paper overcomes the influence of the variation of process to the detection result, hence, the detection accuracy is greatly improved. The circuit mentioned in this paper has been realized in a 0.35 μm CMOS process, experimental results verify that the detection accuracy can reach a level less than 1.5%.

PSR; AC-DC; high precision; zero-crossing

2017- 06- 07

楊帆(1990-)，男，工程師。研究方向：電子科學(xué)與技術(shù)。

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2017.12.006

TN402

A

1007-7820(2017)12-021-04