包絡(luò)跟蹤技術(shù)在移動(dòng)終端射頻功放中的應(yīng)用與實(shí)現(xiàn)

馬洪巖

（上海大學(xué)通信與信息工程學(xué)院，上海 200444）

包絡(luò)跟蹤技術(shù)在移動(dòng)終端射頻功放中的應(yīng)用與實(shí)現(xiàn)

馬洪巖

（上海大學(xué)通信與信息工程學(xué)院，上海 200444）

隨著通信系統(tǒng)數(shù)據(jù)量不斷增大，通信系統(tǒng)的峰均比不斷增大。功率放大器是終端中耗電量最高的器件之一。包絡(luò)跟蹤可以根據(jù)功率放大器輸入信號(hào)的包絡(luò)動(dòng)態(tài)實(shí)時(shí)地調(diào)整電源電壓，高功率供高電壓，低功率供低電壓，從而改進(jìn)功率放大器的效率問(wèn)題。相對(duì)其它技術(shù)，包絡(luò)跟蹤技術(shù)具有線性度高、效率提高可控、動(dòng)態(tài)范圍較寬、易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，適用于峰均比高的系統(tǒng)，應(yīng)用前景廣闊。

射頻；功率放大器；包絡(luò)跟蹤；功耗

1 引言

隨著通信系統(tǒng)的不斷發(fā)展，數(shù)據(jù)量的不斷增加，對(duì)信息速率要求日益增大。為了應(yīng)對(duì)人們對(duì)信息量需求的不斷增長(zhǎng)，通信系統(tǒng)也得到了飛速發(fā)展。經(jīng)歷了2G的GSM語(yǔ)音為主，3G數(shù)據(jù)量明顯增大，再到目前普及的4G LTE-A，以及正在探索的5G新技術(shù)，新的無(wú)線技術(shù)帶來(lái)傳輸速度飛速增長(zhǎng)的同時(shí)，也帶來(lái)了很多問(wèn)題。

在有限的頻譜資源下，要想達(dá)到如此高的傳輸速率，就要提高頻譜利用率或者使用更大的帶寬，兩種技術(shù)都會(huì)增大傳輸信號(hào)的峰均比。例如，3G信號(hào)WCDMA單載波原始信號(hào)的峰均比為10.2dB，4G LTE-A以及5G技術(shù)有更高的峰均比，這樣就要求射頻功率放大器有更高的線性度。由于移動(dòng)終端耗電主要來(lái)源于功率方向大器，所以功率放大器的效率提高也很關(guān)鍵。

但是線性度和效率是兩個(gè)重要且矛盾的設(shè)計(jì)指標(biāo)，為了提高功放的效率，需要功放提高輸出功率，進(jìn)入飽和區(qū)，然而這樣做通常會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的帶內(nèi)失真、帶外頻譜的泄漏等非線性結(jié)果，從而降低功放工作性能，影響信號(hào)的質(zhì)量。而若保證功放的線性度，則要求功放工作在線性區(qū)，其結(jié)果就是功放的效率低，同時(shí)可能導(dǎo)致發(fā)熱、系統(tǒng)穩(wěn)定性等問(wèn)題。目前，包絡(luò)跟蹤結(jié)構(gòu)與數(shù)字預(yù)失真技術(shù)都是能有效提高功放線性化的手段[1]。本文主要研究了包絡(luò)跟蹤技術(shù)在移動(dòng)終端射頻功放中的應(yīng)用及對(duì)其性能進(jìn)行分析。

2 ET原理

包絡(luò)跟蹤技術(shù)（ET）是一種較新的改善功率放大器效率的技術(shù)，其屬于動(dòng)態(tài)電源調(diào)制技術(shù)。其通過(guò)包絡(luò)放大器對(duì)信號(hào)包絡(luò)進(jìn)行跟蹤放大，并提供給功放供電。這樣功放就能夠一直處于壓縮臨界區(qū)，從而使得其在整個(gè)功率范圍內(nèi)的平均效率能夠提升。包絡(luò)跟蹤技術(shù)有很多優(yōu)點(diǎn)，效率提高可控、動(dòng)態(tài)范圍寬、容易集成等，適用于高峰均比的系統(tǒng)，這使得包絡(luò)跟蹤技術(shù)成為目前提高功放效率最為有效的方法之一[2]。

圖1 ET框圖

3 ET電路設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)采用高通最新的方案：射頻收發(fā)器SDR660，射頻功率放大器QPA5461，SP16T開(kāi)關(guān)QSW8574，電源管理芯片QET4100，該 方 案 支 持 頻 率 范 圍 0.698～2.69GHz，包 括GSMQband，CMDABC0，UMTSB1/2/4/5/8，LTEB1/2/3/4/5/78/1/17/2026/34/38/39/40/41，設(shè)計(jì)時(shí)要充分考慮鏈路預(yù)算，保證足夠的功率余量，接收靈敏度余量，以及電路頻段之間的互相干擾機(jī)制，電路拓?fù)鋱D如圖2[4]。

ET電路的發(fā)射鏈路，基帶信號(hào)從Modem出來(lái)，通過(guò)QLINK到射頻收發(fā)器SDR660上變頻調(diào)制成射頻信號(hào)，然后經(jīng)過(guò)射頻功率放大器QPA5461放大成大功率射頻信號(hào)到天線。接收鏈路則相反，基站信號(hào)通過(guò)天線再到接收濾波器，再到射頻收發(fā)器SDR660下變頻到基帶芯片。

還有一路是PA電源管理電路，對(duì)ET技術(shù)而言，從調(diào)制解調(diào)器和包絡(luò)檢測(cè)器得到的包絡(luò)信號(hào)必須被放大，并作為電壓供電給PA的漏極。包絡(luò)信號(hào)的帶寬一般是調(diào)制信號(hào)帶寬的幾倍大，所以電源調(diào)制器必須有一比包絡(luò)信號(hào)帶寬還要大的工作帶寬，并在整個(gè)帶寬內(nèi)具有高效率。

4 ET校準(zhǔn)原理

校準(zhǔn)是每種設(shè)計(jì)每個(gè)設(shè)備都要做的，以達(dá)到設(shè)備正常工作的目的，補(bǔ)償非線性特性，提供絕對(duì)的功率參考；補(bǔ)償頻率的變化；提供溫度補(bǔ)償；進(jìn)行最大功率限定；確保接收機(jī)和發(fā)射機(jī)通路的射頻性能。完成校準(zhǔn)后把結(jié)果存到NV內(nèi)存中，然后信令測(cè)試或者實(shí)網(wǎng)應(yīng)用時(shí)會(huì)調(diào)用校準(zhǔn)NV。

由于手機(jī)上行發(fā)射的測(cè)量報(bào)告包括了網(wǎng)絡(luò)內(nèi)所有用戶(hù)在所有時(shí)段通話時(shí)在其所在位置的各個(gè)小區(qū)間信號(hào)強(qiáng)度情況，通過(guò)收集和分析這些測(cè)量報(bào)告，我們就能夠得到網(wǎng)絡(luò)內(nèi)所有小區(qū)之間的信號(hào)干擾情況[5]。

圖2 ET電路拓?fù)鋱D

圖3 ET系統(tǒng)校準(zhǔn)流程圖

（1）APT Tx Linearizer Sweep

APT線性sweep分兩步，一是full bias的sweep，二是調(diào)用APT char的sweep。full bias的TxAGC、VCC、ICQ都是調(diào)用QSC_Params里的參數(shù)，得到在full bias下RGI對(duì)應(yīng)的功率值。

而APT sweep是調(diào)用APT char進(jìn)行的sweep，通過(guò)功率查APT char的表，調(diào)用相應(yīng)的bias，再測(cè)出功率，最后存到NV里，在online時(shí)會(huì)調(diào)用。

結(jié)果會(huì)存在 RFNV_LTE_〈band〉_TX_MULTI_LIN_V3_DATA_I里，用高通工具QRCT可以打開(kāi)校準(zhǔn)后的QCN，找到NV_MULTI_LIN，wave_type∶1代表xPT sweep，其中pa_state∶1是APT，pa_state∶2是ET，wave_type∶3代表full bias sweep。

（2）RGI DELTAMeasurements for ET

Delta sweep的目的是計(jì)算出兩個(gè)RGI的功率差，方法是讓PA工作在線性區(qū)，校準(zhǔn)時(shí)使用低IQ gain，需要調(diào)用QSC_Params里 BiasList里最大的電壓 3300，IQC=32639，RGI sweep從42到60測(cè)試出此時(shí)PA的輸出功率存到NV_MULTI_LIN的RFNV_DATA_TX_LIN_TYPE_RSB里，pa_state=2 ，wave_type=3。

（3）Alignment Sweep

調(diào)用QSC_Params里的四組RGI/bias，RGI要求足夠大可以達(dá)到M-line的n-dB壓縮點(diǎn)，然后調(diào)用AMAM/AMPM table，F(xiàn)irmware繪制出四組RGI/bias的Vin/Vout曲線。

圖4 Alignment Sweep

（4）xPT Sweep 2

DPD將在sweep2生成，利用四組RGI/bias做IQ capture，F(xiàn)irmware將根據(jù)Exp_Pwrs期望功率重新選取RGI/bias，調(diào)用detrough table，找到Alignment sweep曲線里的n-dB壓縮點(diǎn)，M-Line就是m-points建立的（Vin，Vout，VCC）直線，每個(gè)RGI在M-Line上都有對(duì)應(yīng)的點(diǎn)，M-Line的斜率會(huì)存到RFNV_DATA_TYPE_XPT_MLINE_RES_TYPE里，實(shí)網(wǎng)時(shí)會(huì)調(diào)用[6]。

（5）M-Line Power Measurements

調(diào)用 ET AMAM/AMPM和Sweep2的（detrough，VCC，RGI）測(cè)量ET的線性功率，這時(shí)會(huì)加入生成的DPD，測(cè)試出四組功率值，可以看到LTE B1的線性功率可以到達(dá)24.7dBm，可以滿足tx power的要求，一般在LTE滿RB的情況下，功率為22dBm，這時(shí)會(huì)調(diào)用最大的功率值對(duì)應(yīng)的RGI/VCC，如果某些頻率點(diǎn)的功率達(dá)不到22dBm，可以通過(guò)調(diào)整校準(zhǔn)的期望功率來(lái)達(dá)到目的。

5 ET的無(wú)源和有源調(diào)試

對(duì)于RF電路來(lái)說(shuō)，一般阻抗控制是在50ohm的低阻抗，因?yàn)楦鶕?jù)P=U2/R，低阻抗可以保證有較高的輸出功率，而射頻電路就是要有較高的輸出功率。

包絡(luò)跟蹤的射頻電路對(duì)于功率放大器的負(fù)載更加敏感，所以調(diào)試時(shí)要分級(jí)把每一部分的電路調(diào)試到50ohm。以LTE B1/B3調(diào)試為例，本設(shè)計(jì)采用QPA5461，四工器采用B39212M5001D310，天線開(kāi)關(guān)采用SP14T QSW8574。

調(diào)試分三部分，Step1是從四工器公共端作為1端口到射頻連接器端口2的S參數(shù)，要把這段的S11/S22調(diào)到50ohm阻抗，此時(shí)的插損最小[7]。

Step2是從四工器的TX端口作為1端口到射頻連接器端口2的S參數(shù)，此時(shí)帶上四工器目的是把S11的圈調(diào)到最小，通過(guò)調(diào)試四公器輸出端并聯(lián)到地的電感來(lái)調(diào)節(jié)S11的收斂程度，實(shí)際中要對(duì)應(yīng)四工器的datasheet推薦值附近做嘗試，保證最好的收斂性，這樣在有源測(cè)試射頻性能時(shí)各頻率點(diǎn)的性能不會(huì)相差太多。

Step3是從PA輸出端端口作為1端口到射頻連接器端口2的S參數(shù)，前面Step2調(diào)試完收斂后，這里是通過(guò)調(diào)試PA輸出的匹配到位置調(diào)到50ohm。

圖5 端口調(diào)試位置圖

圖6 PA輸出端到天線端口

有源調(diào)試是指帶電源的產(chǎn)品的調(diào)試（帶低噪聲放大器的雙工器、低噪聲放大器），有源調(diào)試首先是建立在無(wú)源調(diào)試基礎(chǔ)上的，主要就是加了有源部分，有源調(diào)試主要是利用測(cè)試工具和綜測(cè)儀（CMW500或者M(jìn)T8821）做RF性能測(cè)試。

本設(shè)計(jì)采用高通平臺(tái)，所以調(diào)試時(shí)可用QRCT發(fā)射頻出調(diào)試的band的TX，可以通過(guò)綜測(cè)儀看到TX的性能，然后根據(jù)性能再優(yōu)化匹配或者校準(zhǔn)參數(shù)，比方說(shuō)壓縮點(diǎn)，電壓值，detrough table，還可以根據(jù)情況調(diào)試delay值，可以達(dá)到比較好的射頻性能。

6 ET的電源包絡(luò)分析

圖7 ET電源管理包絡(luò)圖

在做包絡(luò)跟蹤校準(zhǔn)時(shí)會(huì)調(diào)用PA_Params的〈MLineMax-PaSupplyEt_table MLineMaxPaSupplyEt="4.2"/〉， 〈EtV-min_table EtVmin="1.4"/〉，這兩個(gè)電壓是ET包絡(luò)的最大電壓和電小電壓，校準(zhǔn)后會(huì)重新生成四組RGI,VCC，PWR值，會(huì)存到NV里，然后信令會(huì)調(diào)用比期望功率大的一個(gè)功率對(duì)應(yīng)的RGI，比方說(shuō)期望功率想要發(fā)22dBm的功率，就會(huì)查找NV里比22dBm大的功率，如23dBm對(duì)應(yīng)的RGI及VCC，然后通過(guò)IQ gain及ENV scale去回退，達(dá)到最后想要發(fā)的功率。圖7是ET在TX發(fā)送最大功率時(shí)的功率放大器電源管理芯片的包絡(luò)圖形，從圖中可以看到包絡(luò)的最大電平和最小電平和預(yù)先設(shè)置好的校準(zhǔn)參數(shù)是對(duì)應(yīng)的。

7 ET的效率分析

本小節(jié)將從功率放大器效率及信號(hào)質(zhì)量?jī)蓚€(gè)角度來(lái)介紹性能衡量指標(biāo)。

由于本論文主要是研究高效率放大器對(duì)LTE終端的影響，所以我們首先關(guān)注的還是放大器的效率。

根據(jù)能量守恒定律，直流電源提供給功放電路的總功率，一部分轉(zhuǎn)化為交變的信號(hào)輸出了，另一部分則消耗在功率放大器的各路電路元件上，因此，PA效率為輸出功率與總供電能量的比值。

圖8 ET/APT/FullBias下PA的耗電（左）及PA的效率（右）

如圖8所示在同一項(xiàng)目同一射頻匹配相同電源電壓條件下的，分別在Full bias mode，APT mode及ET mode下不同功率耗電的曲線。

圖ET/APT/FullBias下PA的耗電（左）及PA的效率（右）的測(cè)試結(jié)果，橫軸是輸出功率，縱軸是PAE。固定偏置表示沒(méi)有使用ET時(shí)，固定偏置情況下的測(cè)試，另外兩條曲線則表示使用ET和APT模式下的效率測(cè)試結(jié)果?？梢钥闯鏊矔r(shí)PAE值隨輸出功率增加而增大，使用ET后，PAE有了顯著的提升。TDD系統(tǒng)的整體PAE比FDD要高，這是由于TDD輸出功率較高，效率更接近于最佳效率，但FDD系統(tǒng)使用ET后，PAE提升的比例更大。

考量信號(hào)線性度的指標(biāo)是鄰信道抑制比，本測(cè)試的目的是為了驗(yàn)證終端的發(fā)射功率不會(huì)干擾到相鄰信道。這種干擾的計(jì)算是通過(guò)鄰信道泄漏功率的比率來(lái)衡量的。鄰信道泄漏比有兩種要求，一種是LTE載波功率泄漏到臨近LTE載波的場(chǎng)景，另外一種是LTE載波功率泄漏到臨近WCDMA載波的場(chǎng)景，當(dāng)終端以最大功率在E-UTRA載波發(fā)射的時(shí)候，我們會(huì)使用方波濾波器來(lái)計(jì)算泄漏到臨近LTE載波的功率，并且我們會(huì)使用3dB帶寬為3.84MHz的根升余弦濾波器(RRC Filter)來(lái)計(jì)算泄漏到臨近WCDMA載波的功率。

LTE B1在5M/10M/20M下，測(cè)試包括調(diào)制方式QPSK/16QAM，在Full RB和Partial RB下的RF性能，從前面標(biāo)準(zhǔn)看E-UTRA最差-38.4dBc，標(biāo)準(zhǔn)是-29.2dBc，有9dB的余量，一般要求7dB的余量就可以，可以看出在ET模式下，ACLR的性能并沒(méi)有惡化，可以保證足夠的余量。

最后我們通過(guò)誤差矢量幅度（EVM，Error Vector Magnitude）對(duì)功放的線性性能進(jìn)行衡量。根據(jù)3GPP協(xié)議的定義可知，誤差矢量指經(jīng)過(guò)均衡之后的實(shí)測(cè)符號(hào)與理想符號(hào)之間的差值，用于衡量終端發(fā)射的有用信號(hào)的質(zhì)量。EVM則定義為平均誤差矢量功率和平均參考信號(hào)功率比值的均方根，用百分比表示。EVM一般是從星座圖中提取到的。在星座圖中，誤差矢量是指在給定時(shí)間實(shí)測(cè)的發(fā)射信號(hào)和理想的參考發(fā)射信號(hào)的矢量差。由于它反映的是調(diào)制質(zhì)量，所以它表征了非線性對(duì)調(diào)制信號(hào)帶內(nèi)的失真影響。

本測(cè)試用例包含了對(duì)PUSCH,PUCCH和PRACH這三種信號(hào)的EVM測(cè)量要求，本測(cè)試的目的為了驗(yàn)證PUSCH信號(hào)在QPSK和16QAM兩種調(diào)制方式下，部分RB和滿RB配置下的發(fā)射信號(hào)質(zhì)量。本測(cè)試同樣測(cè)量了PUCCH信號(hào)和PRACH信號(hào)的信號(hào)質(zhì)量。

表1 EVM測(cè)量結(jié)果

為了驗(yàn)證ET引入后對(duì)TDD雙工模式下的作用，下面我們分別從功率附加效率、PA能耗以及EVM這三個(gè)角度來(lái)測(cè)試分析TDD系統(tǒng)使用ET后的性能，并引入FDD進(jìn)行對(duì)比。

對(duì)于QPSK和BPSK兩種調(diào)制方式，PUSCH的EVM和EVM DMRS不應(yīng)超過(guò)17.5%，對(duì)于16QAM調(diào)制方式，PUSCH的EVM不應(yīng)超過(guò)12.5%。PUCCH信道的EVM不應(yīng)超過(guò)17.5%，PRACH信道的EVM不應(yīng)超過(guò)17.5%。

8 結(jié)論

ET相對(duì)于固定偏置和APT模式，效率分別提高30%和20%，而不影響TX信號(hào)質(zhì)量，TDD系統(tǒng)的整體PAE比FDD要高，這是由于TDD輸出功率較高，效率更接近于最佳效率，但FDD系統(tǒng)使用ET后，PAE提升的比例更大。

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[7]畢查德·拉扎維．射頻微電子[M]．北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2011．

TheApplication and Realization of Envelope Tracking Technology in RF PowerAmplifier

Ma Hongyan
(Shanghai University,ShangHai 200444)

As the data volume of communication system increases,the peak ratio of communication system increases continually.Power amplifier is one of the most power-consumption devices in the terminal.Envelope Tracking can dynamically adjust the supply voltage in real time according to the envelope of input signal of power amplifier,improving the efficiency of power amplifier.Compared with other technologies,Envelope Tracking technology has high linearity,high efficiency,wide dynamic range.It is easy for implementation,and is suitable for systems with high PAPR.Therefore,it has broad prospect in application.

RF power amplifier;Envelope Tracking;power consumption

TN722.75

A

1008-6609(2017)10-0038-06

馬洪巖（1986-），男，黑龍江望奎人，本科，研究方向?yàn)闊o(wú)線通信。