基于DSP+CPLD的LLC諧振變換器的研究

胡顯玉

摘要：本文介紹了一種基于DSP+CPLD配合控制的LLC諧振全橋變換器，采用移相控制和調(diào)頻控制相結(jié)合的方法，使得輸出電壓在全范圍內(nèi)可調(diào)。該設計方法能有效地減小變換器的體積，提高變換器的效率。并且控制回路具有功率器件驅(qū)動、保護和外部通訊功能。最后，在一臺輸入為DC 620（1±2.5%）V，輸出為DC 400V/2694W的原理樣機上驗證了該混合控制方法的可行性以及電路參數(shù)設計的正確性。

關(guān)鍵詞：LLC諧振變換器；移相；調(diào)頻；混合控制

中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2017）09-0080-04

艦船磁場的存在威脅其生存，為了提高艦船的隱身性能，必須對其進行消磁。消磁電源是一個分布式系統(tǒng)[1]，因其可靠性高、損耗低、易維護等優(yōu)點而被廣泛采用。然而消磁電源中的第二級DC-DC變換器是消磁電源的核心部分，為了減小電源的體積和重量，DC-DC變換器的高頻化、高效率和高功率密度已成為一種發(fā)展趨勢。由于傳統(tǒng)變換器的開關(guān)器件工作在硬開關(guān)狀態(tài)下，開關(guān)頻率的升高導致開關(guān)損耗的增加，這樣降低了變換器的效率，不利于開關(guān)的高頻化。而LLC諧振全橋變換器憑借自身的高頻率、高效率、高功率密度等優(yōu)點已經(jīng)在電氣領(lǐng)域得到了廣泛應用。LLC諧振變換器在負載或者輸入電壓變化時，能很好地調(diào)節(jié)輸出電壓，起到穩(wěn)定輸出電壓的作用[2-3]?？刂撇糠质腔贒SP+CPLD的混合控制策略，在同一變換器中使用調(diào)頻和移相兩種控制模式，并且這兩種控制模式能平穩(wěn)地切換和過渡。工作中變換器根據(jù)指令需求調(diào)整電壓的輸出，選擇性地工作在調(diào)頻模式或者移相模式下，實現(xiàn)了輸出電壓在全范圍內(nèi)任意可調(diào)。

1 LLC諧振變換器的工作原理

圖1為LLC諧振全橋變換器的電路原理圖。逆變電路有4個MOSFET開關(guān)管（Q1、Q2、Q3、Q4）構(gòu)成，其中D1～D4與C1～C4分別為MOS管的體二極管和寄生電容，諧振電感Lr、諧振電容Cr、勵磁電感Lm組成了諧振網(wǎng)絡部分，DR1、DR2組成了全波整流電路，Cf為濾波電容。MOS管Q1、Q4為同一路帶有死區(qū)的驅(qū)動信號，Q2、Q3為同一路帶有死區(qū)的驅(qū)動信號，且兩路驅(qū)動信號占空比相同，最大占空比為0.5。LLC諧振變換器工作過程中存在兩個開關(guān)頻率，一個是由Lr和Cr共同參加的諧振頻率，另一個是由Lr、Cr和Lm三者共通參加的諧振頻率。圖2為變換器工作時的原理波形。

變換器對應的時域工作波形如圖2所示。從上圖可以看出在一個周期內(nèi)變換器有6種工作模態(tài)，后半個周期的工作模態(tài)和前半個周期一樣。變換器工作在半個周期內(nèi)可以分為以下三種工作模態(tài)。

模態(tài)1[t0，t1]：t0時刻前，開關(guān)管Q1、Q4的體二級管導通，因此t0時刻Q1、Q4零電壓開通，A、B之間的電壓VAB等于Vin，此時變壓器原邊承受正向電壓，副邊整流二極管DR1導通，DR2截止。此階段只有Lr、Cr參與諧振，Lm兩端電壓被鉗位在nVo。勵磁電感電流iLm線性上升，諧振回路電流iLr以正弦形式逐漸升高，iLr與iLm的差值通過變壓器向負載RL供電。

模態(tài)2[t1，t2]：在t=t1時刻，諧振電流iLr與勵磁電感電流iLm相等，諧振回路與輸出側(cè)脫離，整流二極管DR1的電流自然減小到零，實現(xiàn)了零電流關(guān)斷。Lm不再被鉗位，此階段Lm、Cr、Lr一起參與諧振。

模態(tài)3[t2，t3]：在t=t2時刻，諧振電流iLr開始對Q1、Q4的結(jié)電容充電，對Q2、Q3的結(jié)電容放電。由于有C1～C4，開關(guān)管Q1、Q4近似為零電壓關(guān)斷。t=t3時刻，Q1、Q4的電壓下降到零，其體二極管D1、D4導通，此時Q2、Q3零電壓開通。

2 LLC諧振變換器的控制系統(tǒng)

圖3為LLC諧振變換器硬件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。它主要有主電路、控制電路、驅(qū)動電路、檢測電路和保護電路組成。系統(tǒng)以芯片TMS320F2810型DSP和MAX3000A系列EPM3256ATC144-10型CPLD為控制核心，完成對系統(tǒng)驅(qū)動信號的控制，實現(xiàn)了LLC諧振變換器的移相功能和頻率調(diào)節(jié)功能，在這種混合控制方式下，保證了輸出電壓在寬范圍內(nèi)可調(diào)。并且控制回路具有輸入、輸出保護功能，一旦電路出現(xiàn)異常狀況，立刻封鎖PWM驅(qū)動信號，關(guān)斷主電路中的開關(guān)管[4-5]。

2.1 LLC諧振全橋變換器的移相控制

變換器工作在移相控制方式下時，開關(guān)頻率固定在諧振頻率，通過改變占空比來調(diào)節(jié)變換器的輸出。關(guān)于移相脈沖的產(chǎn)生方式，文獻[6]提出了一種較為簡單的移相脈沖生成方法，即直接通過DSP的兩個全比較單元產(chǎn)生4路移相脈沖。DSP的兩個全比較單元CMPR1、CMPR2分別生成兩對帶有死區(qū)的互補PWM波形，并且只需要改變CMPR1和CMPR2的值就可以實現(xiàn)PWM波的移相。

2.2 LLC諧振全橋變換器的調(diào)頻控制

調(diào)頻控制下的LLC諧振變換器有兩種工作模式，根據(jù)fs和fr之間的大小關(guān)系，變換器可以升壓和也可以降壓。fsfr時，變換器處于降壓模式，增益小于1。變換器工作在調(diào)頻控制方式下時，4路PWM波的占空比都固定為1，通過改變定時器周期寄存器T1PR的值來改變PWM波的頻率，實現(xiàn)開關(guān)頻率的調(diào)節(jié)，進而調(diào)整變換器的輸出電壓。比較控制寄存器CMPR1、CMPR2的值根據(jù)周期寄存器的值做出相應的改變。

2.3 變換器的控制流程

為了能夠?qū)崿F(xiàn)輸出電壓寬范圍的調(diào)節(jié)，本文采用了一種混合控制方式。使用DSP的通訊功能，電腦模擬上位機給定一個電流值，DSP根據(jù)電流值的大小自行調(diào)頻或是調(diào)占空比，以改變變換器的增益，讓負載電流達到上位機的給定值。移相和調(diào)頻各有一個調(diào)節(jié)范圍，之間有一個區(qū)分點。開始時，變化器的輸入電壓升到額定620V，輸出電壓為400V，輸出電流6.67A，如果上位機給定值在調(diào)頻范圍內(nèi)，則占空比先調(diào)整為1，再采用調(diào)頻控制輸出；如果上位機給定值在移相范圍內(nèi)，則頻率先調(diào)整至諧振頻率，再采用移相控制輸出。最終實現(xiàn)變換器輸出電壓在（0-440）V全范圍內(nèi)可調(diào)。變換器輸出控制段如圖4所示。

LLC變換器的控制流程圖如圖5所示。DSP在T1下溢中斷和T1周期中斷中生成移相脈沖，在T4下溢中斷中完成頻率的調(diào)節(jié)和移相占空比的調(diào)節(jié)，使得輸出電壓達到設定值。DSP在主循環(huán)中不停地檢測來自CPLD由比較電路產(chǎn)生的高低信號，只要發(fā)生高低電平變化，則說明變換器在運行過程中出現(xiàn)了異常的狀況，此時立刻關(guān)閉PWM波，起到保護變換器的作用。

3 主電路參數(shù)設計

只有對變換器諧振回路中的器件參數(shù)進行合理的計算與選取，才能保證開關(guān)管的ZVS和整流二極管的ZCS。本文LLC諧振變換器的參數(shù)指標設定：輸入電壓DC 620（1±2.5%）V，輸出電壓DC 400V，輸出電流6.67A，輸出功率2694W，諧振頻率fr=145KHZ。

3.1 變換器的諧振網(wǎng)絡分析

調(diào)頻控制時，為了使變換器的傳輸效率較高，通常讓變換器工作在諧振頻率點的附近。變換器的輸出電壓增益為：

公式（1）中，n為變壓器原、副邊的變比；Ln為勵磁電感與諧振電感的之比，；品質(zhì)因素；為開關(guān)頻率與諧振頻率之比，。

3.2 變換器的增益曲線

調(diào)頻工作時，變換器的增益隨頻率變化而變化。本文借助MATLAB軟件畫出了變換器增益與頻率的關(guān)系曲線[8]。圖6是一組變換器在不同Q值下的增益隨頻率變化的曲線，其中Ln=5，D=1。從圖中可以看出，當Q值等于0.5，工作在諧振頻率（fN=1）附近時，工作頻率大于諧振頻率（fN>1），增益M<1；工作頻率小于諧振頻率（fN<1），增益M>1。

變換器調(diào)占空比工作時，變換器的增益隨占空比改變而變化。文獻[9]采用時域分析法，列出了變換器移相工作時的其中三個時間區(qū)域的狀態(tài)方程組。本文借用其方程組并使用MATLAB軟件，畫出了一組變換器在不同Q值情況下的增益M和占空比D之間的關(guān)系曲線，如圖7所示，其中Ln=5，fN=1。從圖7可以看出，變換器的增益M隨占空比減小而減小。

3.3 LLC諧振全橋變換器的參數(shù)計算

LLC諧振變換器需要確定的參數(shù)有變壓器原、副邊匝比n，勵磁電感與諧振電感比值Ln，以及品質(zhì)因素Q。

（1）計算變壓器的變比。變換器額定工況下工作在諧振頻率點，此時變換器的增益為1。LLC輸出整流二極管D1、D2的導通壓降VF。

（2）計算變換器的品質(zhì)因素Q值：

考慮95%的欲量，Q值取0.4988作為滿足ZVS條件之一。

能實現(xiàn)ZVS，還需要保證開關(guān)管動作的時候，諧振電流在死區(qū)時間內(nèi)能把MOSFET開關(guān)管Coss電容上的電壓抽完。

綜合考慮取較小的Q值0.4988為滿足ZVS條件。

4 實驗驗證

為了驗證所提出的混合控制策略的可行性與電路參數(shù)設計的正確性，本文研制了一臺LLC諧振全橋變換器原理樣機。

圖8是LLC諧振變換器滿載輸出時，圖（a）為調(diào)頻控制模式（400V輸出、350V輸出）和圖（b）為移相控制模式（250V輸出、60V輸出）的波形圖。CH1～CH4依次為開關(guān)管Q3的開通電壓VGS、橋臂中點AB兩端電壓VAB、諧振回路電流iLr、諧振電容電壓VCr。從圖中可以看出，通過調(diào)頻或調(diào)占空比可以調(diào)節(jié)輸出電壓。變換器能很好地工作在調(diào)頻控制和移相控制方式下。

圖9是輸出整流二極管DR1的波形圖。CH1～CH4開關(guān)管Q3開通電壓VGS、橋臂中點AB兩端電壓VAB、副邊整流二極管的電流iDR、副邊整流二極管反向電壓VDR。圖9（a）為調(diào)頻時變換器的工作波形，圖9（b）為調(diào)占空比時變換器的工作波形。從圖9可以看出整流二極管承受輸出反向電壓時，流過它的電流已經(jīng)降為零。實現(xiàn)了輸出二極管的零電流關(guān)斷。

5 結(jié)語

本文首先詳細的分析了LLC諧振全橋變換器工作原理，然后對LLC諧振變換器的主要參數(shù)進行了設計，并且控制部分采用DSP+ CPLD相結(jié)合的控制方式，實現(xiàn)了輸出電壓在全范圍內(nèi)可調(diào)。最后，通過實驗樣機得出的成果驗證了本文理論分析的正確性、參數(shù)設計的合理性和控制方法的有效性。

參考文獻

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