基于Pierce振蕩器架構(gòu)的BAW傳感器讀出電路

高 楊，尹汐漾，韓 賓，呂軍光

（1.中國(guó)工程物理研究院電子工程研究所，四川 綿陽 621999；2.西南科技大學(xué)信息工程學(xué)院，四川 綿陽 621010；3.中國(guó)科學(xué)院高能物理研究所 核探測(cè)與核電子學(xué)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京 100049）

基于Pierce振蕩器架構(gòu)的BAW傳感器讀出電路

高 楊1，尹汐漾2，韓 賓2，呂軍光3

（1.中國(guó)工程物理研究院電子工程研究所，四川 綿陽 621999；2.西南科技大學(xué)信息工程學(xué)院，四川 綿陽 621010；3.中國(guó)科學(xué)院高能物理研究所 核探測(cè)與核電子學(xué)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京 100049）

薄膜體聲波諧振器（FBAR）不僅能作為手機(jī)射頻前端的濾波器，還具有充當(dāng)傳感器表頭的潛力。為實(shí)現(xiàn)對(duì)體聲波（BAW）傳感器輸出射頻信號(hào)的檢測(cè)，設(shè)計(jì)一種基于Pierce振蕩器的BAW傳感器讀出電路。讀出電路采用雙路差分方式，將體聲波諧振器構(gòu)成兩路振蕩器，一路作為參考電路用于檢測(cè)外界環(huán)境等因素的干擾，另一路作為傳感電路用于檢測(cè)待測(cè)物理量。兩路振蕩器信號(hào)通過混頻濾波得到由待測(cè)物理量引起的諧振頻率偏移。然后通過放大與整形將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，最后送入FPGA進(jìn)行頻率檢測(cè)。以一個(gè)2GHz的體聲波質(zhì)量傳感器為例，給出電路各模塊的設(shè)計(jì)方法，經(jīng)各模塊仿真以及信號(hào)轉(zhuǎn)換電路的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，電路可檢測(cè)的最大諧振頻率偏移量為99MHz。

傳感器；體聲波；薄膜體聲波諧振器；讀出電路；Pierce振蕩器

0 引 言

薄膜體聲波諧振器（film bulk acoustic resonator，F(xiàn)BAR）最早由Lakin報(bào)道[1]，目前廣泛用于射頻濾波器中。由于FBAR具有靈敏度高、工作頻率高和功率損耗低等特點(diǎn)，在傳感器領(lǐng)域正引起廣泛的興趣。FBAR可作為微質(zhì)量傳感器[2]、紫外線傳感器[3]、生化傳感器[4]等。當(dāng)FBAR受到這些物理量作用時(shí)，其諧振頻率會(huì)發(fā)生偏移，通過讀出電路來檢測(cè)諧振頻率的偏移量，從而建立外界物理量和諧振頻率的對(duì)應(yīng)關(guān)系。由于FBAR的工作頻率較高通常為0.5～20GHz[5]，導(dǎo)致體聲波（bulk acoustic wave，BAW）傳感器讀出電路較難實(shí)現(xiàn)，文獻(xiàn)報(bào)道較少。BAW傳感器讀出電路已成為BAW傳感器集成化、實(shí)用化的瓶頸之一。目前，已有各種讀出電路的嘗試，較常用的方式為基于Pierce架構(gòu)的雙路差分的測(cè)量方法。該方法也有不同的實(shí)現(xiàn)方式，如：先將兩路振蕩器分頻再將頻率作差[6]；或者先通過帶通濾波器將振蕩信號(hào)進(jìn)行濾波得到更穩(wěn)定的信號(hào)，再進(jìn)行后續(xù)信號(hào)處理[7]。前一種方式在電路中引入了分頻電路，分頻比越高電路的精度越低；后一種方式通過在振蕩器后級(jí)加入帶通濾波器來得到較小的干擾，使得整個(gè)讀出電路引入了3個(gè)濾波器，電路更復(fù)雜，且使得本來輸出功率就不高的振蕩信號(hào)經(jīng)過濾波器后會(huì)進(jìn)一步衰減。

本文針對(duì)這兩種方式提出了改進(jìn)，設(shè)計(jì)了一種基于Pierce架構(gòu)的雙路差分的BAW傳感器讀出電路，該電路無需分頻，且只需要一個(gè)濾波器，并通過對(duì)振蕩器的優(yōu)化來提高振蕩器的性能，從而提高讀出電路的檢測(cè)精度。并對(duì)電路中的每個(gè)模塊進(jìn)行設(shè)計(jì)與仿真，對(duì)其中信號(hào)轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行測(cè)試，驗(yàn)證了該部分電路的可行性。

1 原 理

BAW傳感器讀出電路采用雙路差分的架構(gòu)，首先將FBAR構(gòu)成兩路振蕩器，F(xiàn)BAR的諧振頻率偏移反映到振蕩器振蕩頻率的變化上，通過檢測(cè)振蕩器的頻率變化得到待測(cè)物理量。該方法在2005年由Agilent公司提出并形成專利[8]。由于FBAR易受到外界環(huán)境的干擾，雙路差分電路結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)在于：1）檢測(cè)過程不依賴于矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（vector network analyzer，VNA），通過混頻能將高頻信號(hào)的頻率降低便于后續(xù)信號(hào)處理；2）抵消了外界環(huán)境因素的干擾，提高檢測(cè)精度。差頻檢測(cè)技術(shù)是電子測(cè)量中常用的方法，頻率信號(hào)的抗干擾性能強(qiáng)、測(cè)量精度高、分辨率高、靈敏度高，且雙路差分的電路結(jié)構(gòu)能消除外界干擾，輸出為單一的頻率信號(hào)，因此在各種測(cè)量系統(tǒng)，尤其是微量測(cè)量系統(tǒng)中將各種非頻率信號(hào)通過傳感器轉(zhuǎn)換為頻率信號(hào)然后進(jìn)行測(cè)量的方法得到廣泛應(yīng)用[9]。

圖1是BAW傳感器讀出電路框圖。首先，將FBAR構(gòu)成兩個(gè)BAW振蕩器，兩個(gè)振蕩器完全相同，在使用過程中，其中一個(gè)振蕩器作為參考振蕩器，其振蕩頻率的變化Δf′僅為外界環(huán)境干擾產(chǎn)生的變化，因此兩個(gè)振蕩器均會(huì)產(chǎn)生一個(gè)Δf′的頻率變化，而另一個(gè)振蕩器用于測(cè)量，待測(cè)物理量作用于此振蕩器產(chǎn)生的頻率變化為Δf，將兩個(gè)振蕩器的輸出信號(hào)進(jìn)行混頻，取兩個(gè)振蕩器輸出信號(hào)的頻率差，即得到待測(cè)物理量引起的諧振頻率偏移Δf。由于混頻后可以大大降低信號(hào)頻率，且FPGA能處理幾十兆赫茲的中頻信號(hào)，因此電路中無需再通過分頻來降低信號(hào)頻率。且為了使振蕩器輸出穩(wěn)定的信號(hào)，通過優(yōu)化振蕩器來得到較高的頻率穩(wěn)定度，從而避免了在電路中引入過多的濾波器。

圖1 讀出電路系統(tǒng)框圖

2 電路模塊設(shè)計(jì)

2.1 BAW振蕩器

BAW振蕩器實(shí)現(xiàn)檢測(cè)BAW傳感器頻率偏移的原理為：BAW振蕩器的振蕩頻率位于FBAR的串、并聯(lián)諧振頻率之間。當(dāng)外界物理量（壓強(qiáng)、質(zhì)量、溫度等）作用于FBAR時(shí)，其諧振頻率會(huì)隨著外界物理量的變化而變化，從而使得振蕩器的頻率發(fā)生相應(yīng)改變，通過檢測(cè)振蕩器振蕩頻率的變化，即為FBAR的諧振頻率偏移量，從而建立外界物理量與頻率的關(guān)系，最終得到外界施加的物理量。

BAW振蕩器采用Pierce架構(gòu)，由于Pierce振蕩器的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，頻率穩(wěn)定度較高，BAW振蕩器通常采用這種架構(gòu)。圖2是一個(gè)基于Pierce架構(gòu)的BAW振蕩器設(shè)計(jì)案例，圖3是該案例的輸出信號(hào)頻譜。BAW傳感器表頭（即FBAR）的電路模型為MBVD模型，其參數(shù)來自于文獻(xiàn)[10]。根據(jù)FBAR在串、并聯(lián)諧振頻率間呈感性的特點(diǎn)，將其與2個(gè)電容Cce、Cbe構(gòu)成了Pierce振蕩器的基本電抗元件，滿足回路總電抗為零的振蕩條件。三極管構(gòu)成放大器，偏置電路設(shè)置的靜態(tài)工作點(diǎn)使其工作于放大區(qū)，Cce、Cbe與FBAR構(gòu)成選頻回路，由于Pierce振蕩器屬于三點(diǎn)式振蕩器，因此自然滿足電路是正反饋的振蕩條件。仿真采用的FBAR的串、并聯(lián)諧振頻率分別為2.049 GHz，2.090 GHz，通過振蕩器的瞬態(tài)仿真得到了位于串、并聯(lián)諧振頻率之間的振蕩信號(hào)。

圖2 BAW振蕩器設(shè)計(jì)案例

圖3 BAW振蕩器案例的輸出信號(hào)頻譜

2.2 信號(hào)轉(zhuǎn)換電路

信號(hào)轉(zhuǎn)換電路的功能是將參考BAW振蕩器和傳感BAW振蕩器輸出的兩路信號(hào)進(jìn)行混頻以得到由待測(cè)物理量引起的頻率偏移信號(hào)，并將該信號(hào)轉(zhuǎn)換為FPGA可處理的數(shù)字信號(hào)。混頻后包含了眾多的頻率分量，因此需要對(duì)混頻輸出的信號(hào)進(jìn)行濾波以得到所需的差頻信號(hào)。差頻信號(hào)的頻率即為由待測(cè)物理量引起的BAW傳感器諧振頻率的偏移量。得到差頻信號(hào)有一定衰減，再對(duì)信號(hào)進(jìn)行了放大，考慮到后續(xù)頻率檢測(cè)電路的需要，將放大后的正弦信號(hào)進(jìn)行整形，得到方波。

根據(jù)本課題中振蕩器輸出頻率的范圍，采取二極管平衡混頻器。整個(gè)電路包括：3dB定向耦合器、阻抗匹配電路、混頻二極管和低通濾波器。3dB定向耦合器將輸入的射頻信號(hào)和本振信號(hào)進(jìn)行功率的合成與分配，并通過耦合器的直通端與耦合端，將信號(hào)送給混頻二極管。為了使信號(hào)功率最大化傳輸給二極管，因此在耦合器后面增加了阻抗匹配電路，使信號(hào)和本振功率有效地加到二極管[9]。由于混頻器二極管非線性作用的結(jié)果，產(chǎn)生出大量的組合頻率分量，這些頻率分量中除了正常輸出的中頻信號(hào)頻率外，往往還包括位于中頻帶寬附近的組合頻率分量，因此在混頻輸出后，需要對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波，才能得到符合條件的中頻信號(hào)。假設(shè)BAW傳感器在待測(cè)物理量作用下的諧振頻率的偏移為40MHz，參考振蕩器的頻率為2.08GHz，所以在仿真中混頻器的兩個(gè)輸入端分別輸入2.08，2.04GHz的正弦信號(hào)，功率設(shè)為-10dBm。圖4中混頻輸出頻譜包含了眾多頻率分量以及各次諧波，通過濾波后可以看出只有差頻信號(hào)的功率較高，而其他高次諧波信號(hào)通過濾波器得到了極大的衰減，且最終得到了40MHz的差頻信號(hào)，其功率為-38.5dBm。

通過混頻、濾波后信號(hào)的幅度有一定衰減，濾波后差頻信號(hào)的功率為-38.5dBm，因此需要對(duì)其進(jìn)行放大。放大電路需要考慮工作速率、輸入阻抗和放大倍數(shù)。工作速率應(yīng)大于100MHz，輸入阻抗應(yīng)為50Ω，可變放大倍數(shù)能使得檢測(cè)電路有較好的適應(yīng)性。由于三極管放大器的輸入阻抗很難做到50Ω，且放大倍數(shù)不可調(diào)，因此采用集成運(yùn)放來構(gòu)成放大器。本文選擇的集成運(yùn)放芯片為AD8014ART。工作速率為400MHz，完全滿足電路要求，由于同相放大電路的電壓增益有一個(gè)加性因子，且反相接法阻抗匹配簡(jiǎn)單，因此采用了反相接法。放大與整形電路的原理如圖6所示，圖中，輸入阻抗R5設(shè)為50Ω，采用5V單電源供電，AD8014的單位增益帶寬積為400MHz，因此對(duì)于一個(gè)40MHz的輸入信號(hào)，最大放大倍數(shù)為10，為了盡可能地放大信號(hào)，反饋電阻R6取值為500Ω。整形電路采用過零比較器實(shí)現(xiàn)，當(dāng)輸入的正弦信號(hào)大于零時(shí)，輸出高電平；當(dāng)輸入的正弦信號(hào)小于零時(shí)，輸出低電平。

圖4 混頻器的場(chǎng)-路聯(lián)合仿真模型

圖5 混頻濾波輸出信號(hào)頻譜

完成了信號(hào)轉(zhuǎn)換電路的設(shè)計(jì)后，對(duì)電路進(jìn)行了制版和測(cè)試。如圖7所示為信號(hào)轉(zhuǎn)換電路實(shí)物，模塊之間采用排針連接，以便對(duì)每個(gè)模塊進(jìn)行獨(dú)立測(cè)試。

首先對(duì)混頻器進(jìn)行了測(cè)試，測(cè)試儀器為Agilent 8648C 信號(hào)發(fā)生器（頻率適用范圍：9kHz～3.2GHz）、Agilent E4403B 頻譜儀（頻率適用范圍：9kHz～3GHz）和Agilent E5062A矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀。為了驗(yàn)證混頻器的可行性，信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)2.04GHz的正弦信號(hào)，功率-10dBm。矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀產(chǎn)生一個(gè)2.08GHz的正弦信號(hào)，功率-10dBm。將這兩個(gè)正弦信號(hào)分別輸出到電路的兩個(gè)SMA接頭，在低通濾波器的輸出端采用頻譜儀測(cè)量輸出信號(hào)的頻率和功率。從測(cè)試結(jié)果可以看出，輸出信號(hào)的頻率為40 MHz，信號(hào)功率為-43.33dBm，且通過濾波器的濾波使得信號(hào)的高次諧波產(chǎn)生了極大的衰減。由圖5可知仿真所得混頻濾波后信號(hào)的功率為-38.5dBm，與測(cè)試結(jié)果略有偏差，這個(gè)偏差來源于測(cè)試儀器的誤差以及連接所用的同軸線會(huì)導(dǎo)致信號(hào)產(chǎn)生一定的衰減。總體上混頻器實(shí)現(xiàn)了其功能。

圖6 放大與整形電路原理圖

圖7 混頻器樣機(jī)的測(cè)試結(jié)果

采用5 V直流電源給放大和整形電路供電，由于放大器輸入信號(hào)頻率過高（大于5 MHz），示波器測(cè)得的輸出信號(hào)波形的Vpp不準(zhǔn)確，且示波器的輸入信號(hào)幅值過低也會(huì)使得Vpp不準(zhǔn)確。因此在測(cè)試時(shí)，輸入信號(hào)的頻率設(shè)置應(yīng)小于5 MHz，即可驗(yàn)證放大器的功能。由于實(shí)驗(yàn)所用示波器可測(cè)脈沖信號(hào)最高頻率1MHz，因此，設(shè)置整形電路的輸入信號(hào)為1MHz。放大器輸入端輸入一個(gè)頻率為1MHz，Vpp=8mV的正弦信號(hào)，在輸出端測(cè)得一個(gè)頻率為995kHz，高電平4.99V，低電平38.2mV的方波脈沖信號(hào)。

2.3 頻率讀出電路

針對(duì)信號(hào)轉(zhuǎn)換電路輸出的方波信號(hào)，采用FPGA來對(duì)該信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)從而得到其頻率。頻率檢測(cè)有多種方法，本文采用精度較高的全同步測(cè)頻法，該方法真正實(shí)現(xiàn)了被測(cè)信號(hào)、標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘和閘門信號(hào)的同步，消除了由于對(duì)標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘或被測(cè)信號(hào)計(jì)數(shù)產(chǎn)生的量化誤差。全同步測(cè)頻法的工作原理為：當(dāng)脈沖同步檢測(cè)電路檢測(cè)到被測(cè)信號(hào)上升沿和標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘上升沿同步時(shí)，脈沖同步檢測(cè)電路發(fā)出使能信號(hào)（即閘門信號(hào)開啟），使兩個(gè)計(jì)數(shù)器開始同時(shí)分別對(duì)被測(cè)信號(hào)和標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘計(jì)數(shù)。只有當(dāng)脈沖同步檢測(cè)電路檢測(cè)到被測(cè)信號(hào)上升沿和標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘上升沿再次相同時(shí)，脈沖同步檢測(cè)電路才會(huì)發(fā)出同步信號(hào)（此時(shí)閘門信號(hào)關(guān)閉），使計(jì)數(shù)器停止計(jì)數(shù)。

根據(jù)全同步測(cè)頻法的原理建立的基于FPGA的頻率檢測(cè)電路框圖如圖8所示。電路由以下8部分組成：脈沖同步檢測(cè)電路、計(jì)數(shù)器、控制器、鎖存器、乘法器、除法器、二進(jìn)制-BCD碼轉(zhuǎn)換器、譯碼顯示電路。工作原理為：被測(cè)信號(hào)和標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘分別輸入給脈沖同步檢測(cè)電路和兩個(gè)計(jì)數(shù)器，當(dāng)脈沖同步檢測(cè)電路檢測(cè)到兩個(gè)信號(hào)同步時(shí)，控制器控制兩個(gè)計(jì)數(shù)器分別計(jì)數(shù)，當(dāng)兩個(gè)信號(hào)再一次同步時(shí)，控制器控制兩個(gè)計(jì)數(shù)器停止計(jì)數(shù)，并將計(jì)數(shù)值鎖存在兩個(gè)鎖存器中，乘法器從鎖存器1中取得被測(cè)信號(hào)頻率的計(jì)數(shù)值并與標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘頻率值進(jìn)行乘法運(yùn)算，除法器從鎖存器2中取得標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)頻率的計(jì)數(shù)值，該值作為除數(shù)，乘法器運(yùn)算結(jié)果作為被除數(shù)，進(jìn)行除法運(yùn)算。運(yùn)算結(jié)果就是被測(cè)信號(hào)的頻率值，最后將該二進(jìn)制值轉(zhuǎn)化為BCD碼，送給數(shù)碼管顯示。

圖8 頻率讀出電路的原理框圖

通過頂層模塊的仿真得到方波信號(hào)的頻率，仿真中標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘設(shè)置為50MHz，以一個(gè)2GHz的BAW質(zhì)量傳感器為例，由質(zhì)量負(fù)載效應(yīng)引起的諧振頻率的最大偏移為40MHz，為保證FPGA頻率讀出電路的準(zhǔn)確度，最終顯示的頻率值精確到赫茲，因此對(duì)于40MHz的頻率，需要8位數(shù)碼管顯示。因此，理論上電路能顯示的最大偏移量為99MHz。考察待測(cè)信號(hào)為40MHz時(shí)的仿真，結(jié)果顯示值為40000000Hz，證明了電路能夠?qū)崿F(xiàn)其功能。

3 電路優(yōu)化

BAW振蕩器是讀出電路的重要組成部分，由于讀出電路檢測(cè)的是信號(hào)的頻率，因此振蕩器的頻率穩(wěn)定度影響傳感器的檢測(cè)精度。此外，振蕩器的功耗也是影響振蕩器綜合性能的指標(biāo)，因此，下面需要對(duì)BAW振蕩器進(jìn)行優(yōu)化。

通常振蕩器的頻率穩(wěn)定度采用相位噪聲來表征，相位噪聲越小，頻率穩(wěn)定度越高。Leeson給出了計(jì)算相位噪聲的公式[11]：

式中：F——振蕩器中振蕩晶體管的噪聲系數(shù)；

K——波爾茲曼常數(shù)；

T——溫度；

A——振蕩器輸出功率；

QL——振蕩器的有載品質(zhì)因數(shù)；

f0——振蕩器輸出信號(hào)的頻率；

fm——輸出信號(hào)的頻率偏移量。

根據(jù)式（1），采用增大輸出功率和有載品質(zhì)因數(shù)來提高頻率穩(wěn)定度。FBAR作為BAW振蕩器的關(guān)鍵元件，其品質(zhì)因數(shù)Q的大小直接反應(yīng)了器件性能的優(yōu)劣，并最終影響FBAR振蕩器的頻率穩(wěn)定度。因此，本文通過增大FBAR的Q值、振蕩器的輸出功率和有載品質(zhì)因數(shù)來優(yōu)化BAW振蕩器。

3.1 提高振蕩器的輸出功率

提高振蕩器的輸出功率可以通過增大電源電壓來實(shí)現(xiàn)，但是增大電源電壓使得輸出信號(hào)的峰-峰值增大，晶體管的非線性作用更嚴(yán)重，使得幅度噪聲向相位噪聲轉(zhuǎn)化，且增大電源電壓會(huì)使得振蕩器的功耗增大，加快元件的老化速度，減小振蕩器的使用壽命[12]。因此，需要在增大電源電壓同時(shí)，需要兼顧振蕩器的功耗。這里采用振蕩器的優(yōu)值FOM來評(píng)價(jià)振蕩器的綜合性能[13]：

式中：f0——振蕩頻率；

fm——偏離載波的頻率；

L（fm）——偏離載波fm頻率處的相位噪聲；

Pdc——振蕩器的功耗。

從圖9的仿真結(jié)果可以看出，相位噪聲隨電源電壓的增加而減小，功耗隨電壓的增加而增大，F(xiàn)OM隨電壓的增加先增大后略有減小。由于FOM是評(píng)價(jià)振蕩器的綜合性能指標(biāo)，因此，F(xiàn)OM越大越好。在FOM相同的情況下，選擇相位噪聲較小的點(diǎn)。因此，選擇Vsup為5.6V這個(gè)點(diǎn)，當(dāng)Vsup=5.6V，對(duì)應(yīng)的功耗Pdc=114.8mW，對(duì)應(yīng)的相位噪聲PN=115.1dBc/Hz。

3.2 提高品質(zhì)因數(shù)

圖9 相位噪聲、功耗和FOM隨電源電壓的變化曲線

由于FBAR的Q值和振蕩器的有載品質(zhì)因數(shù)是相聯(lián)系的，二者之一過低均會(huì)使得振蕩器的頻率穩(wěn)定度不滿足要求。因此，需要分別提高FBAR的Q值和振蕩器的QL。文獻(xiàn)[17]推導(dǎo)了Pierce振蕩器QL的公式，并指出QL只與Cce有關(guān)而與Cbe無關(guān)，通過增大Cce可以增大QL，從而優(yōu)化振蕩器的相位噪聲。通過增大FBAR的Q值和Cce將相位噪聲優(yōu)化到了150dBc/Hz@1MHz左右。如圖10所示，相位噪聲在偏離載波1MHz處從-109dBc/Hz優(yōu)化到了-153dBc/Hz，滿足要求?？梢钥闯?，在有載品質(zhì)因數(shù)較低時(shí)，通過增大FBAR的Q值來優(yōu)化的效果不大，隨著有載品質(zhì)因數(shù)增大，增大FBAR的Q值來優(yōu)化的效果越來越好。

圖10 不同Q值FBAR對(duì)應(yīng)的相位噪聲隨Cce的變化曲線

3.3 功耗優(yōu)化

由于通過增大電源電壓來優(yōu)化相位噪聲，犧牲了振蕩器的功耗，因此需要對(duì)功耗進(jìn)行優(yōu)化。文獻(xiàn)[13]提到，有兩種方法降低FBAR振蕩器的功耗：提高FBAR的阻抗以減小偏置電流和減小電源電壓。根據(jù)FBAR諧振區(qū)面積與阻抗的關(guān)系，可通過減小FBAR諧振區(qū)面積來增加阻抗。當(dāng)FBAR的面積從100×100μm2減小到 80×80μm2時(shí)，相位噪聲優(yōu)化到了-154 dBc/Hz@1 MHz，在此基礎(chǔ)上將電壓從5.6 V降低到5V時(shí)，PN并未發(fā)生明顯的退化，如圖11所示（-153 dBc/Hz@1 MHz）；但計(jì)算所得功耗為85 mW，比改善前的功耗114.8 mW降低了約30 mW。最終優(yōu)化得到的相位噪聲分別為：-112 dBc/Hz@10 kHz、-132 dBc/Hz@100 kHz和-153.4 dBc/Hz@1 MHz，如圖12所示。通過與文獻(xiàn)[14-16]對(duì)比，該相位噪聲水平已滿足對(duì)頻率穩(wěn)定度較高的無線通信的參考頻率的要求，因此能夠滿足BAW傳感器的應(yīng)用要求。

圖11 相位噪聲優(yōu)化前、后的對(duì)比

4 結(jié)束語

為了檢測(cè)BAW傳感器的諧振頻率偏移，本文設(shè)計(jì)了一個(gè)基于Pierce振蕩器的BAW傳感器讀出電路。該電路無需分頻，無需過多的濾波器，從而保證了電路的檢測(cè)精度不會(huì)降低。以一個(gè)2GHz的BAW質(zhì)量傳感器為設(shè)計(jì)案例對(duì)電路的各個(gè)模塊進(jìn)行了設(shè)計(jì)與仿真，并對(duì)信號(hào)轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行了測(cè)試，測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證了電路的可行性。FPGA頻率讀出電路采用全同步的測(cè)頻方法，提高了電路的檢測(cè)精度。最后，對(duì)電路的最重要的組成部分——BAW振蕩器進(jìn)行了優(yōu)化，提高了振蕩器的綜合性能，從而提高了整個(gè)讀出電路的檢測(cè)精度。

圖12 降低功耗前、后的相位噪聲對(duì)比

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（編輯：徐柳）

BAW sensor readout circuit based on Pierce oscillator architecture

GAO Yang1， YIN Xiyang2， HAN Bin2， Lü Junguang3
（1.Institute of Electronic Engineering，China Academy of Engineering Physics，Mianyang 621999，China；2.School of Information Engineering，Southwest University of Science and Technology，Mianyang 621010，China；3.State Key Laboratory of Particle Detection and Electronics，Institute of High Energy Physics，CAS，Beijing 100049，China）

Film bulk acoustic resonator（FBAR） can not only be used as a filter for the RF front end of a mobile phone，but also has the potential as a sensor head.In order to realize the detection of the RF signal output from the BAW sensor，a BAW sensor readout circuit based on Pierce oscillator is designed.This paper uses the differential measurement method，which using two BAWRs to constitute two oscillators，one as a reference circuit to detect interfere factors and the other as a measurement circuit to detect physical quantity to be measured.The resonant frequency offset caused by the physical quantity to be measured is obtained by mixing and filtering the two oscillator signals.Then，the analog signal is converted to digital signal by amplifying and shaping.Finally the signal output from shaping circuit is sent to FPGA for fre-quency detection.Taking 2 GHz bulk acoustic wave sensor as an example，with the design method of each circuit module given in this paper.Through the simulation of each circuit module and the experimental verification of the signal conversion circuit，the maximum detectable resonant frequency offset is 99MHz of the circuit.

sensor； bulk acoustic wave； FBAR； readout circuit； Pierce oscillator

A

1674-5124（2017）09-0081-07

10.11857/j.issn.1674-5124.2017.09.015

2017-04-20；

2017-05-27

國(guó)家自然科學(xué)基金（61574131）；中國(guó)工程物理研究院超精密加工技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室基金（2014ZA001）；核探測(cè)與核電子學(xué)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室開放課題基金（2016KF02）；西南科技大學(xué)研究生創(chuàng)新基金（16YCX103）

高 楊（1972-），男，四川綿陽市人，研究員，博士，從事微電子機(jī)械系統(tǒng)研究。