三相電壓型PWM整流器控制策略的優(yōu)化研究

馮 菁,熊 璐,李文轉(zhuǎn)

(1.華中光電技術(shù)研究所 武漢光電國家實(shí)驗(yàn)室，武漢 430223；2.華中科技大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，武漢 430074)

三相電壓型PWM整流器控制策略的優(yōu)化研究

馮 菁1,熊 璐1,李文轉(zhuǎn)2

(1.華中光電技術(shù)研究所 武漢光電國家實(shí)驗(yàn)室，武漢 430223；2.華中科技大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，武漢 430074)

三相電壓型高頻PWM整流器的控制策略是一種基于d-q坐標(biāo)系下的電流、電壓雙閉環(huán)控制。為了研究傳統(tǒng)三相電壓型PWM整流器控制效果與交流側(cè)電感參數(shù)的關(guān)系，借鑒合成矢量的方法，通過分析三相電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型和控制策略，提出了一種在d-q坐標(biāo)系下，電壓、電流雙閉環(huán)，無需使用電感參數(shù)的電流解耦控制方案。MATLAB仿真結(jié)果表明，使用改進(jìn)的控制策略，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，響應(yīng)速度快，魯棒性好，容易實(shí)現(xiàn)，有效解決了電感參數(shù)變化帶來的問題。

PWM整流；無電感值解耦；雙閉環(huán)控制；MATLAB仿真

三相電壓型PWM整流器是一種高效、可靠、綠色的電能變換裝置。單位功率因數(shù)的電壓型PWM整流器由于具有網(wǎng)側(cè)電流諧波含量少、電能可雙向傳輸、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點(diǎn)[1]，從而被廣泛的應(yīng)用。 三相電壓型PWM整流器通常采用直流電壓、交流電流雙閉環(huán)控制方式，外環(huán)控制給內(nèi)環(huán)控制提供指令。根據(jù)內(nèi)環(huán)控制方法的不同，三相電壓型PWM整流器的控制策略可主要分為[2]：內(nèi)環(huán)采用電流控制[3](電壓、電流雙閉環(huán)控制);內(nèi)環(huán)采用功率控制[4](直接功率控制DPC)；內(nèi)環(huán)采用時(shí)間最優(yōu)控制[5]。對于PWM整流器主電路的設(shè)計(jì)方法，在國內(nèi)外文獻(xiàn)中主要是針對電流控制策略、SPWM調(diào)制方式的，基于電流解耦的系統(tǒng)控制器設(shè)計(jì)不適于整流器DPC系統(tǒng)設(shè)計(jì)，文獻(xiàn)[6]按照DPC的特點(diǎn)設(shè)計(jì)了一個(gè)基于電路主要參數(shù)的新方法。文獻(xiàn)[7]在直接轉(zhuǎn)矩控制的基礎(chǔ)上引入空間矢量調(diào)制以及虛擬磁鏈的思想來解決直接轉(zhuǎn)矩控制中開關(guān)頻率不固定帶來的一系列問題。文獻(xiàn)[8]提出的空間矢量控制和預(yù)測控制的策略大體上消除了開關(guān)頻率持續(xù)變化的問題，使三相電壓型PWM整流器的性能顯著提高。目前基于同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下的雙閉環(huán)控制是被人們廣泛實(shí)際使用的方法。這種控制方法易于實(shí)現(xiàn)，缺點(diǎn)是在其電流分量解耦的過程中必須使用精確的交流側(cè)電感值[9-11]。本文對基于同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系的電壓、電流雙閉環(huán)控制進(jìn)行改進(jìn)，通過合成矢量的方法，提出了一種在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下無需知道準(zhǔn)確交流電感L參數(shù)的電流內(nèi)環(huán)解耦控制方法。最后通過MATLAB仿真對比驗(yàn)證驗(yàn)證了所提控制方案的正確性和有效性。

1 三相電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型

三相電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

usa、usb、usc—交流側(cè)三相電壓；ia—交流側(cè)三相電流；udc—直流側(cè)輸出電壓；iL—負(fù)載電流。R—開關(guān)管的開關(guān)損耗等效電阻加上交流側(cè)電感的電阻；L—交流側(cè)電感；C—直流側(cè)電容；RL—負(fù)載阻抗。

圖1三相電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

Fig.1Topologicalstructureofthree-phasevoltage-sourcedPWMrectifier

為了分析圖1，開始先定義單極性零一開關(guān)函數(shù)sk為

(1)

其中：k=a、b、c。

假設(shè)三相交流電壓對稱，三相交流線路電阻電感對稱，可以建立三相電壓型PWM整流器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

(2)

三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型具有各變量直觀，明確等特點(diǎn)。然而由于變換器交流側(cè)的變量都是瞬時(shí)變化的交流量，這對于設(shè)計(jì)控制系統(tǒng)來說非常復(fù)雜。

針對靜止所標(biāo)系下數(shù)學(xué)模型的缺點(diǎn)，可以借鑒電機(jī)控制中的矢量控制的觀點(diǎn)對其進(jìn)行改善，即將三相正弦量變?yōu)橹绷髁?。通過坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)變換得到基于同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

(3)

通過式(3) 能夠?qū)崿F(xiàn)對交流側(cè)三相電流的無靜差控制，可以建立三相電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型，如圖2所示。

圖2 三相電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型

2 控制策略

2.1 電流內(nèi)環(huán)控制策略

近年來，隨著高性能的數(shù)字信號處理芯片(DSP)的快速發(fā)展，已經(jīng)可以實(shí)現(xiàn)現(xiàn)代控制理論中的一些復(fù)雜算法，達(dá)到了不錯(cuò)的控制效果。在三相整流器的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案中，通常采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制。電壓外環(huán)用來控制三相整流器的直流側(cè)電壓，電流內(nèi)環(huán)是用來將電壓外環(huán)輸出的電流給定實(shí)行電流控制。

根據(jù)式(2)和PI調(diào)節(jié)器的控制思想，可將電流內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)為

(4)

由式(4)可以得到同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下的電流解耦控制框圖，如圖3所示。在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下，dq軸電流均為直流量，即可通過傳統(tǒng)PI調(diào)節(jié)達(dá)到無靜差跟蹤。

圖3 同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下的電流解耦控制框圖

在圖3中：

(5)

同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下的電流解耦需要知道交流側(cè)電感L的準(zhǔn)確值。在實(shí)際運(yùn)行和設(shè)計(jì)過程中，由于電感值會(huì)受到線路中的電流大小、環(huán)境變化的影響，因此在實(shí)際使用上往往會(huì)將解耦項(xiàng)省略。然而整流器開關(guān)頻率不斷提高，d-q軸間互相耦合的程度越來越大，這時(shí)耦合項(xiàng)將不能忽略，否則會(huì)惡化整流器控制性能。針對這個(gè)問題，有人借鑒合成矢量的控制思想，提出了無需精確電感L值的解耦控制。這種控制雖然解決了上述問題，但是需要純矢量控制器，使用純矢量控制器又有許多的困難和不便?；谶@個(gè)原理，本文提出了一種基于同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系，無需使用準(zhǔn)確交流側(cè)電感L值的電流內(nèi)環(huán)解耦控制方案。

三相電壓型PWM整流器在兩相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

(6)

在用同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，微分算子d/dt+jω替換靜止坐標(biāo)系下的微分算子d/dt，就能得到同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下按照合成矢量原理的數(shù)學(xué)模型：

(7)

進(jìn)一步簡化：

(8)

轉(zhuǎn)換到s域：

(9)

將R+jωL看作一個(gè)整體，設(shè)計(jì)PI調(diào)節(jié)器：

(10)

對此PI參數(shù)的整定同樣可以使用傳統(tǒng)的選定方法，也就是通過零極點(diǎn)對消原則和采用適當(dāng)?shù)慕刂诡l率來整定。同樣可得到基于合成矢量的電流解耦控制框圖，如圖4所示。

圖4 基于合成矢量的電流解耦控制

綜上簡化可得，本文控制方法中的電流內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)為

(11)

圖5 同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下的無電感L參數(shù)解耦控制框圖

2.2 電壓外環(huán)

電壓外環(huán)控制主要是控制直流側(cè)電壓，維持直流電壓恒定。從式(3)看出直流母線電壓udc和d軸、q軸的電流相關(guān)，但是因?yàn)殡娏鏖]環(huán)的影響，動(dòng)態(tài)過程中實(shí)際的iq的跳變非常小，而且在通常的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)中，外環(huán)的響應(yīng)速度通常都低于內(nèi)環(huán)，直流電壓開始較大跳變之前，內(nèi)環(huán)iq早已完成其暫態(tài)過程達(dá)到零值，因此可以暫時(shí)將q軸電流的影響忽略。

考慮到三相電壓型PWM整流器常常工作在單位功率因素下，q軸的給定值為0，可以建立如圖6所示的控制框圖，圖中虛線所示為本文改進(jìn)控制策略部分。

圖6 總體控制框圖

3 仿真分析

為了充分驗(yàn)證本文提出的無需電感L參數(shù)的電流內(nèi)環(huán)解耦控制策略的正確性和實(shí)用性。本文基于此控制策略原理，用軟件構(gòu)建了仿真平臺(tái)。仿真使用的三相電壓型PWM整流器的各項(xiàng)參數(shù)如表1所示。

表1 三相電壓型PWM整流的仿真參數(shù)

傳統(tǒng)電壓、電流雙閉環(huán)控制時(shí)的交流側(cè)電流和直流側(cè)電壓仿真波形如圖7所示。當(dāng)交流側(cè)電感在0.2 s處由3mH突變?yōu)?.5 mH時(shí)，電流波形的總諧波畸變率THD由1.49%變?yōu)?.54%。改進(jìn)控制方法下的交流側(cè)電流和直流側(cè)電壓仿真波形如圖8所示。當(dāng)交流側(cè)電感在0.2 s處由3 mH突變?yōu)?.5 mH時(shí)，電流波形的總諧波畸變率THD由1.15%變?yōu)?.01%。

圖 7 基于傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制策略的電壓、電流波形

圖8 基于改進(jìn)的雙閉環(huán)控制策略的電壓、電流波形

比較圖7和圖8，當(dāng)交流側(cè)電感值不變的情況下，采用改進(jìn)后的電壓、電流雙閉環(huán)控制時(shí)交流側(cè)電流的總諧波畸變率要比傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制下的要?。辉陔姼型蛔儠r(shí)，采用改進(jìn)后的控制方法下的直流側(cè)電壓變化比傳統(tǒng)控制方法下的直流側(cè)電壓變化明顯??；在交流側(cè)電感突變時(shí)，采用改進(jìn)后的控制方法下的交流側(cè)電流總諧波畸變率變化比傳統(tǒng)控制方法時(shí)小的多，這個(gè)減小量比較小，一般可視為交流側(cè)電流幾乎沒有變化。從而驗(yàn)證了無電感L參數(shù)的電感解耦內(nèi)環(huán)的正確性和可行性。

圖9 基于傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略在負(fù)載突變時(shí)的電壓、電流波形

圖10 基于改進(jìn)雙閉環(huán)控制策略在負(fù)載突變時(shí)的電壓、電流波形

基于傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)控制策略的三相VSR在負(fù)載由18 Ω突變?yōu)?2 Ω時(shí)的電壓電流波形如圖9所示。從圖9可以看出，系統(tǒng)啟動(dòng)后40 ms，直流母線電壓達(dá)到穩(wěn)定值。當(dāng)負(fù)載在0.1 s處由18 Ω突變?yōu)?2 Ω時(shí)，母線電壓下降0.7%，系統(tǒng)經(jīng)過20 ms后，再次達(dá)到穩(wěn)定值600 V，負(fù)載電流有33 A突變?yōu)?0 A。

基于改進(jìn)的電壓電流雙閉環(huán)控制策略的三相VSR在負(fù)載由18 Ω突變?yōu)?2 Ω時(shí)的電壓電流波形如圖10所示。從圖10可以看出，系統(tǒng)啟動(dòng)后20 ms，直流母線電壓達(dá)到穩(wěn)定值。當(dāng)負(fù)載在0.1 s處由18 Ω突變?yōu)?2 Ω時(shí)，母線電壓下降0.3%，系統(tǒng)經(jīng)過15 ms后，再次達(dá)到穩(wěn)定值600 V，負(fù)載電流有33 A突變?yōu)?0 A。負(fù)載突變時(shí)網(wǎng)側(cè)電流經(jīng)過短暫的突變后，進(jìn)入正常的運(yùn)行中。

通過以上對比分析可知，新型控制策略的外環(huán)控制提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，并且改善了系統(tǒng)的負(fù)載抗擾動(dòng)能力。綜合分析三相VSR，使用新型電壓電流雙閉環(huán)策略能夠?qū)崿F(xiàn)電壓超調(diào)小、響應(yīng)快、穩(wěn)定后交流側(cè)電壓電流同相位。

4 結(jié) 語

本文詳細(xì)論述了三相電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型，在傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制方法的基礎(chǔ)上，提出了一種在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下，無需交流側(cè)電感L精確值的電流內(nèi)環(huán)解耦控制策略。仿真結(jié)果表明這種控制策略結(jié)構(gòu)簡單，響應(yīng)速度快，電流畸變小，魯棒性好，容易實(shí)現(xiàn)。

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Improvementon control strategyof three-phase voltage-sourced PWM rectifier

FENG Jing1,XIONG Lu1,LI Wenzhuan2

(1. National Laboratory for Optoelectronics,Huazhong Institute of Electro-optics,Wuhan 430223,China; 2. School of Electrical and Electronic Engineering,Huazhong University of Science and Technology,Wuhan 430074,China)

The control strategy of three-phase voltage-sourced high frequency PWM rectifier is based on current and voltage double closed-loop controlunder the d-q coordinate system. In order to study the relationship between the control effect of the traditional three-phase voltage-type PWM rectifier and the AC-side inductance parameter, the method of synthesizing vector. is used and thena mathematical model and a control strategy of the three-phase voltage-sourcedPWM rectifieris analyzed, in order topropose the current decoupling control programwithout the use of inductance parameters underd-qcoordinate systemand with voltage andcurrent double-closed loop. MATLAB simulation results show that the improved control strategyis ofsimple system structure, offast response, of good robustness, and easy to implement, which effectively solves the problem caused by changes in inductance parameters.

PWM rectification; decoupling withoutinductance; double closed-loop control; MATLAB simulation

2017-05-24；

2017-08-30。

馮 菁(1971—)，女，工程師，研究方向?yàn)閼?yīng)用電子技術(shù)。

TM461

A

2095-6843(2017)05-0382-05

(編輯侯世春)