基于STM32的超聲波發(fā)生器掃頻信號源的實(shí)現(xiàn)

張加嶺，李善波，侯穎釗，趙 杰

（國網(wǎng)徐州供電公司，江蘇徐州221000）

1 前言

近幾年來，我國對超聲技術(shù)的研究十分活躍，科學(xué)技術(shù)的快速發(fā)展，學(xué)科之間的相互滲透，超聲工程學(xué)在很多領(lǐng)域起著至關(guān)重要的作用，按其研究內(nèi)容可以分為檢測超聲和功率超聲兩種。超聲波獲取信息，然后在通信上的應(yīng)用，叫做檢測超聲，檢測超聲主要用于超聲波流量計、超聲波探傷、超聲波測厚儀、水下超聲定位與探測、超聲對濃度的檢測等方面。用超聲使物體或物性變化的功率應(yīng)用，叫做功率超聲，功率超聲主要應(yīng)用于焊接、清洗、治療等方面。

目前，超聲技術(shù)研究和應(yīng)用已經(jīng)從電力、冶金和機(jī)械等領(lǐng)域擴(kuò)展到越來越多的領(lǐng)域，并取得了很好的社會效益和經(jīng)濟(jì)效益，成為一種高新技術(shù)領(lǐng)域。隨著超聲技術(shù)的成熟，其應(yīng)用越來越廣泛。在控制方式上，傳統(tǒng)的感應(yīng)加熱電源控制采用模擬技術(shù)，存在由于元件易老化、工作點(diǎn)漂移和一致性差等原因引起的產(chǎn)品升級換代困難等缺點(diǎn)。隨著數(shù)字集成芯片、單片機(jī)、DSP、FPGA的出現(xiàn)，使感應(yīng)加熱電源數(shù)字化成為一種趨勢，數(shù)字化的感應(yīng)加熱電源控制靈活、系統(tǒng)升級方便，只要修改相應(yīng)的控制算法，而不必對硬件電路進(jìn)行很大的改動。隨著電力電子器件的發(fā)展，電路控制技術(shù)也在飛速發(fā)展。控制電路最初以相位控制為手段、由分立元件組成，發(fā)展到集成控制器，再到計算機(jī)控制，向著高頻率、低損耗和數(shù)字化的方向發(fā)展。超聲波發(fā)生器應(yīng)用數(shù)字化控制技術(shù)一般有3種形式：MCU控制、DSP控制、FPGA控制。其中MCU控制中，STM32憑借低功耗、高性能、低成本在工業(yè)領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用。

本文主要介紹以STM32F103RB單片機(jī)為核心，輸出2路互補(bǔ)PWM波，帶死區(qū)時間控制，為超聲波電源的半橋逆變電路提供信號源，占空比頻率均可調(diào)，實(shí)現(xiàn)4k范圍的鋸齒波掃頻，掃頻精度達(dá)到10Hz，掃頻速度達(dá)到100us，并給出掃頻程序流程圖。

2 超聲波換能器電路模型等效

超聲波發(fā)生器能夠提供一定頻率及一定功率的超聲頻電能，要將此電能高效率的傳輸給換能器，必須在超聲波發(fā)生器與換能器之間設(shè)置匹配電路，且功率超聲波設(shè)備能否高效而安全的工作，很大程度取決于匹配電路的設(shè)計。匹配電路主要有靜態(tài)匹配和動態(tài)匹配2種，動態(tài)匹配一般采用頻率跟蹤與功率跟蹤技術(shù)；靜態(tài)匹配是在超聲波頻電發(fā)生器輸出頻率與換能器靜態(tài)諧振頻率相同的條件下，電端輸出阻抗與換能器靜態(tài)輸入阻抗匹配，它應(yīng)用于換能器輸出頻率固定的場合。

壓電器件在遠(yuǎn)離某一諧振頻率的其他頻率上沒有另外的諧振發(fā)生，則在這個諧振頻率附近可以把壓電器件近似看成一個集總系統(tǒng)。其高頻梅森等效電路圖如圖1所示，圖1中的動態(tài)電阻R1（即換能器串聯(lián)支路的電阻）的計算公式為：

圖1 非諧振點(diǎn)圖

式中GMAX為換能器諧振時的導(dǎo)納值的實(shí)部。

動態(tài)電感L1（即換能器串聯(lián)支路的電感）計算公式為：

式中R1為動態(tài)電阻；f2f1為半功率點(diǎn)。

動態(tài)電容C1（即換能器串聯(lián)支路的電容）計算公式為：

靜態(tài)電容C0計算公式為：

式中CT為換能器在1kHz頻率下的電容值。

式中fS為振頻率（換能器等效電路中串聯(lián)支路的諧振頻率，稱為串聯(lián)諧振頻率），當(dāng)匹配一致時，在這個頻率下?lián)Q能器的阻抗最小。

由式（2）－式（6）化簡得出：

由上述推導(dǎo)可見換能器發(fā)生串聯(lián)諧振時，總電路阻抗不是純組態(tài)，在電路中加入匹配電感使電路呈純組態(tài)，此時的等效電路圖如圖2所示：

電路總阻抗Z的計算公式：

圖2 串聯(lián)諧振點(diǎn)圖

由式（1）－式（8）結(jié)合諧振定義可推導(dǎo)出匹配電感L0計算公式為：

3 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

為了產(chǎn)生高精度的超聲波掃頻信號源，需要建立相應(yīng)的系統(tǒng)調(diào)試電路對程序進(jìn)行調(diào)試分析，其中STM32外圍電路如圖3所示，包括串口電路、按鍵電路、復(fù)位電路、JTAG下載電路等。PC機(jī)上用Keil的MDK軟件進(jìn)行C語言的編寫，通過串口電路下載到STM32F103RB單片機(jī)，從GPIO口連接到示波器進(jìn)行顯示，JATG下載電路進(jìn)行硬件調(diào)試，按鍵電路可對占空比進(jìn)行控制，并可作為頻率變化精度測量電路。

圖3 系統(tǒng)調(diào)試結(jié)構(gòu)圖

3.1 STM32 簡介

STM32系列基于專為要求高性能、低成本、低功耗的嵌入式應(yīng)用專門設(shè)計的ARM Cortex－M3內(nèi)核。按性能分成兩個不同的系列，STM32F103“增強(qiáng)型”系列和STM32F101“基本型”系列。增強(qiáng)型系列時鐘頻率達(dá)到72MHz，是同類產(chǎn)品中性能最高的產(chǎn)品；基本型時鐘頻率為36MHz，以16位產(chǎn)品的價格得到比16位產(chǎn)品大幅提升的性能，是16位產(chǎn)品用戶的最佳選擇。兩個系列都內(nèi)置32K到128K的閃存，不同的是SRAM有最大容量和外設(shè)接口的組合。時鐘頻率72MHz時，從閃存執(zhí)行代碼，STM32功耗36mA，是32位市場上功耗最低的產(chǎn)品，相當(dāng)于 0.5mA／MHz。1μs的雙 12 位 ADC，4兆位／秒的 UART，18 兆位／秒的 SPI，18MHz 的 I／O翻轉(zhuǎn)速度，具有11個定時計數(shù)器，其中2個高級定時器、4個普通定時器、個基本定時器。

3.2 占空比調(diào)節(jié)

STM32的高級定時器具有互補(bǔ)輸出功能，通過TIM1＿CCMR1寄存器設(shè)置為PWM輸出模式，調(diào)節(jié)輸出PWM的高電平時間來控制占空比，通過外部按鍵電路改變TIM1＿CCR1寄存器的值來改變高電平的計數(shù)值，從而改變占空比，占空比調(diào)節(jié)范圍0%－100%連續(xù)可調(diào)。占空比D計算公式如下：

從公式（11）中可以看出，占空比不僅和TIM1＿CR1的值有關(guān)，還和預(yù)分頻器TIM1＿Period的值有關(guān)?？赏ㄟ^改變寄存器TIM1＿CCR1和TIM1＿Period的值，這兩種途徑來改變占空比。

3.3 頻率調(diào)節(jié)

TIM1定時計數(shù)器的時鐘頻率為72MHz，使能自動重載寄存器TIM1＿ARR，通過改變TIM1＿ARR的值來改變預(yù)分頻器TIM1＿Period的值，輸出PWM波的頻率f為：

從公式（11）和公式（12）可以看出，當(dāng)調(diào)節(jié)頻率時，占空比會隨之改變，為了在調(diào)頻的同時保證占空比恒定，在改變TIM1＿Period預(yù)分頻器值的時，必須同時改變TIM1＿CCR1寄存器的值，為此推導(dǎo)出預(yù)分頻器TIM1＿Period和寄存器TIM1＿CCR1兩者值之間的數(shù)值關(guān)系如下：

其中Y代表TIM1＿CCR1的變化量，X表示TIM1＿Period的變化量，由于寄存器TIM1＿CCR1的值恒小于預(yù)分頻器TIM1＿Period的值，即式（13）中在X變化不大的情況下，Y恒為0，即使X變化很大，公式（13）得到的值也是極其不準(zhǔn)確的，所以不可取。通過實(shí)驗(yàn)論證，提出如下解決方案：

設(shè)初始占空比為50%，按鍵按下一次，占空比改變i，預(yù)分頻器的值每次改變1個單位，則TIM1＿CCR1（用 T表示）的值如公式（14）所示：

式中左邊T是頻率改變前TIM1＿CCR1的值。

為了清晰地觀察到調(diào)頻的同時，正頻寬也隨之變化，將頻率變化步長設(shè)置為 18.8Hz。如圖4和圖5所示，頻率由25.9916kHz 經(jīng)過6次掃頻到26.0104kHz 時，正頻寬由19.31uS 變化到 19.21uS。

圖4 初始掃頻的頻率、正頻寬

圖5 掃頻6次后的頻率、正頻寬

3.4 死區(qū)時間的設(shè)置

嵌入死區(qū)時間是為了防止在驅(qū)動半橋逆變或者全橋逆變電路過程中出現(xiàn)同一橋臂上2管同時導(dǎo)通，造成短路現(xiàn)象損壞器件。STM32的高級寄存器具有死區(qū)時間嵌入功能，通過高級定時器的死區(qū)寄存器TIM1＿BDTR嵌入死區(qū)時間，死區(qū)時間的設(shè)置與上升時間和下降時間有關(guān)，通過示波器檢測上升時間和下降時間在 20ns到108ns之間變化，所以設(shè)置死區(qū)時間為110ns，由于在高頻情況下，死區(qū)時間設(shè)置過大，會導(dǎo)致占空比損失嚴(yán)重，所以需要根據(jù)具體情況設(shè)置死區(qū)時間。圖6所示為帶死區(qū)時間的互補(bǔ)PWM輸出波形。

圖6 帶死區(qū)的互補(bǔ)PWM

3.5 掃頻

掃頻有3種方式：正弦波掃頻、三角波掃頻和鋸齒波掃頻，由于掃頻精度達(dá)到10Hz，掃頻速度達(dá)到100uS，即采用鋸齒波掃頻或三角波掃頻。掃頻分為自動掃頻和手動掃頻，用手動按鍵掃頻的方式檢測每次掃頻頻率的變化量，即掃頻精度。自動掃頻通過通用定時器TIM3中斷的方式來實(shí)現(xiàn)，即掃頻的速度由定時器中斷時間決定，中斷時間可由公式（1－5）得：

其中Tclk為TIM3的輸入時鐘頻率（單位為kHz）， 此 時 設(shè) 置 為72000kHz；

arr為定時計數(shù)器TIM3的自動重裝值；

psc為定時計數(shù)器TIM3的預(yù)分頻器的值。

圖7 開機(jī)掃頻流程圖

4 掃頻程序流程圖

經(jīng)試驗(yàn)證明換能器串聯(lián)諧振頻率在正常的條件下波動不會超過3kHz范圍，為了節(jié)約開機(jī)掃頻時間，目前設(shè)置掃頻范圍為4kHz。掃頻程序流程圖如圖7所示。