一種高精度閾值可調(diào)過溫保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

張瓷平，馮全源

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一種高精度閾值可調(diào)過溫保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

張瓷平，馮全源

（西南交通大學(xué) 微電子研究所，四川 成都 611756）

設(shè)計(jì)了一種高精度閾值可調(diào)過溫保護(hù)電路。該電路利用與溫度無關(guān)的電壓和一個具有負(fù)溫度系數(shù)的電壓相比較，實(shí)現(xiàn)溫度的檢測。通過基準(zhǔn)分壓得到高、低閾值電壓可調(diào)的遲滯比較器，具有較高的精度?；?.18 μm BCD工藝模型，利用Hspice軟件對電路進(jìn)行仿真。仿真結(jié)果表明，在典型應(yīng)用下，當(dāng)溫度高于150.5 ℃時，過溫保護(hù)電路輸出高電平，關(guān)斷電路；當(dāng)溫度低于130.5℃時，電路重新開啟，具有20℃遲滯量。在3~5.5 V電源電壓范圍內(nèi)，過溫電壓閾值和遲滯溫度最大偏移量小于0.02 ℃。

高精度；閾值可調(diào)；過溫保護(hù)；負(fù)溫度系數(shù)；基準(zhǔn)；BCD工藝

隨著芯片集成度的提高，系統(tǒng)的功耗增加，導(dǎo)致系統(tǒng)的溫度增大，對系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性造成嚴(yán)重的影響。為了保證電路的正常工作和維持系統(tǒng)的穩(wěn)定性，因此過溫保護(hù)電路的設(shè)計(jì)是必要的[1-2]。

過溫保護(hù)電路主要分為兩種類型：基于電壓和基于電流比較。前者是基于一個無溫度系數(shù)的電壓和一個具有溫度系數(shù)的電壓相比較實(shí)現(xiàn)的[3]；后者是通過產(chǎn)生一個與熱力學(xué)溫度有關(guān)的電流并基于電流的比較實(shí)現(xiàn)的[4]。傳統(tǒng)的過溫保護(hù)電路受電路結(jié)構(gòu)的限制，過溫閾值和遲滯溫度的變化范圍容易受電源電壓的影響。針對這個問題，本文基于由PTAT（與熱力學(xué)溫度成正比的電流）和三極管基極-發(fā)射極電壓BE的線性組合構(gòu)成的基準(zhǔn)[5]和BE的負(fù)溫度特性，提出一種高精度閾值可調(diào)的過溫保護(hù)電路，通過基準(zhǔn)分壓得到無溫度系數(shù)的過溫閾值和恢復(fù)閾值，仿真結(jié)果表明，兩者隨電源電壓變化的波動較小。因此，遲滯溫度變化范圍較小，具有較高的精度，并且兩者可以根據(jù)需要進(jìn)行調(diào)節(jié)，適用于多種集成電路。

1 電路結(jié)構(gòu)與原理分析

1.1 典型過溫保護(hù)電路結(jié)構(gòu)的分析

一種典型過溫保護(hù)電路架構(gòu)如圖1所示[6]。

該電路利用三極管Q1基極-發(fā)射極電壓BE具有負(fù)溫度特性實(shí)現(xiàn)溫度的檢測。正常工作狀態(tài)時，BE>A，out為高電平，M1開啟，電阻R2短路到地，A=PTAT·1；當(dāng)溫度升高到一定值，使得BE

該電路通過調(diào)節(jié)R1、R2的阻值實(shí)現(xiàn)過溫閾值和恢復(fù)閾值的調(diào)節(jié)，在不同的電源電壓作用下，R1、R2的阻值會發(fā)生變化，因此，過溫閾值和恢復(fù)閾值會隨之變化。針對這個問題，本文設(shè)計(jì)了一種閾值可調(diào)的過溫保護(hù)電路，其受電源電壓的影響較小，具有較高的穩(wěn)定性。

1.2 基準(zhǔn)電路設(shè)計(jì)及其原理分析

本文設(shè)計(jì)的基準(zhǔn)電路如圖2所示。圖中，左半部分為基準(zhǔn)啟動電路，右半部分為基準(zhǔn)核心電路。當(dāng)使能信號EN為高電平，電源電壓開始上電時，MN10、MN11、MN12為二極管接法，F(xiàn)為高電平，則MN1柵極為高電平，MN1導(dǎo)通，基準(zhǔn)電壓ref開始緩慢上升，MN7的柵極電位由ref分壓得到，當(dāng)該分壓大于MN7閾值電壓時，MN7導(dǎo)通，將F拉低，啟動電路關(guān)斷。

基準(zhǔn)電壓ref產(chǎn)生過程如下：運(yùn)放使得三極管Q1基極B和集電極C電位相等，以使運(yùn)放輸出穩(wěn)定，即MN1柵極電位穩(wěn)定，以穩(wěn)定輸出基準(zhǔn)電壓ref。三極管Q1和Q2為相同模型，其中，Q1，=，Q2，=1，5=6，根據(jù)：

式中：T=/為熱電壓[7](為波爾茲曼常數(shù)，為熱力學(xué)溫度，單位為K（開爾文），為電荷量)，C為三極管Q1和Q2的集電極電流，S為三極管Q1和Q2的發(fā)射極飽和電流。可得：

(3)

則計(jì)算可得：

(5)

式（5）中，BE2具有負(fù)溫度系數(shù)[8]，在室溫下，

T具有正溫度系數(shù)，

(7)

因此，只需要調(diào)節(jié)2、3、4、7的大小，使得：

就可以得到一個理論上與溫度無關(guān)的零溫度系數(shù)基準(zhǔn)電壓[9]。由(4)式可知，

(9)

因此，A具有負(fù)溫度系數(shù)，用作實(shí)現(xiàn)檢測溫度的變化。

1.3 過溫保護(hù)電路設(shè)計(jì)及其原理分析

本文設(shè)計(jì)的過溫保護(hù)電路如圖3所示。跟隨器將基準(zhǔn)電壓ref鏡像到跟隨器輸出端。MP4、MP5、MN2、MN3、MP6、MP7、MN4、MN5構(gòu)成遲滯比較器，將基準(zhǔn)輸出的具有負(fù)溫度系數(shù)的電壓A與基準(zhǔn)電壓ref的分壓H，L相比較，實(shí)現(xiàn)溫度的檢測。

圖3 過溫保護(hù)電路圖

由式(9)可知，A是一個具有負(fù)溫度系數(shù)的電壓，隨著溫度的升高，其電壓下降，接在MP4的柵極，即遲滯比較器的負(fù)向端；MN4、MP6、MP7、MN5構(gòu)成兩個傳輸門，兩個傳輸門分別接基準(zhǔn)電壓ref的分壓H，L，其中，

(11)

由式(8)可知，ref為一個溫度系數(shù)近似為零的電壓，因此H，L均是溫度系數(shù)近似為零的電壓，接在二選一傳輸門的輸入端，選擇H或L接在MP5的柵極，即遲滯比較器的正向端。

正常工作狀態(tài)時，過溫保護(hù)電路輸出OTP_out為低電平，反相器輸入端A1為低電平，此時，MP7、MN5構(gòu)成的傳輸門導(dǎo)通，將L傳輸?shù)組P5柵極，即比較器正向端電壓為L，A>L，比較器輸出為低電平；當(dāng)溫度升高到一定值，使得AH時，比較器輸出為低電平，反相器輸入端A1為低電平，此時，MP7、MN5構(gòu)成的傳輸門再次導(dǎo)通，將L傳輸?shù)組P5柵極，即比較器正向端電壓為L，過溫保護(hù)電路輸出OTP_out為低電平，芯片正常工作。

本文采用一個二選一傳輸門輸出電壓接在比較器的正向端，通過反相器A1控制兩個傳輸門的導(dǎo)通或關(guān)斷，將基準(zhǔn)電壓ref的分壓H，L選擇性地傳輸?shù)奖容^器的正向端，H，L可以根據(jù)需要進(jìn)行調(diào)節(jié)，即過溫閾值和恢復(fù)閾值可以根據(jù)需要進(jìn)行調(diào)節(jié)，具有較好的靈活性；H，L溫度系數(shù)近似為零，因此，該遲滯比較器具有較高的精度。

2 仿真結(jié)果與分析

基于0.18 μm BCD工藝模型，利用Hspice軟件對電路進(jìn)行仿真。

圖4和圖5為電源電壓in為5 V，典型工藝模型下，–20~+160 ℃溫度范圍內(nèi)，L，H的溫度特性曲線。從圖中可以看出，L變化853.1 μV，溫度系數(shù)為4.74×10–6/℃；H變化927.8 μV，溫度系數(shù)為5.15×10–6/℃，兩者隨溫度的變化較小，溫度性能較好。

圖4 VL溫度特性曲線

圖5 VH溫度特性曲線

圖6為電源電壓in為5 V，典型工藝模型下，–20~+160 ℃溫度范圍內(nèi)，遲滯比較器負(fù)向端A的溫度特性曲線，從圖中可以看出，隨著溫度的升高，A下降，并且具有較好的線性度。A的變化范圍為0.423 73~0.766 42 V。

圖6 VA溫度特性曲線

圖7為電源電壓in為5 V，典型工藝模型下，–20~+160 ℃溫度范圍內(nèi)，過溫保護(hù)電路的輸出特性曲線，從圖中可以看出，當(dāng)溫度升高到150.5 ℃時，OTP_out輸出為高電平，關(guān)斷芯片；當(dāng)溫度下降到130.5 ℃時，OTP_out輸出為低電平，芯片恢復(fù)正常工作。遲滯溫度為20 ℃。

圖8為電源電壓在3，3.3，4，5和5.5 V，典型工藝模型下，–20~+160 ℃溫度范圍內(nèi)，過溫保護(hù)電路的輸出特性曲線。圖中，過溫閾值變化范圍為150.5~150.52 ℃，最大變化約為0.02 ℃；恢復(fù)閾值變化范圍為130.5~130.51 ℃，最大變化為0.01 ℃；遲滯溫度最大變化范圍為0.01 ℃；具有較高的精度和穩(wěn)定性。

圖7 過溫保護(hù)電路遲滯特性曲線

圖8 不同電源電壓下過溫保護(hù)電路輸出特性曲線

表1為本文與文獻(xiàn)[10]性能的比較，本文過溫保護(hù)電路在電源電壓變化的情況下，過溫閾值、恢復(fù)閾值、遲滯溫度的變化量小于文獻(xiàn)[10]，具有較好的性能。

表1 本文與文獻(xiàn)[10]性能的比較

Tab.1 Performance comparison between this paper and literature [10]

3 結(jié)論

本文基于0.18 μm BCD工藝模型，設(shè)計(jì)了一種高精度閾值可調(diào)過溫保護(hù)電路。Hspice仿真結(jié)果表明，該電路電源電壓在3~5.5 V范圍變化時，過溫閾值、恢復(fù)閾值、遲滯溫度的變化量較小，具有較高的精度；同時，過溫閾值和恢復(fù)閾值可以根據(jù)需要進(jìn)行調(diào)節(jié)，因此適用于多種電源管理芯片中的過溫保護(hù)。

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（編輯：張金平）

Design of a high precision threshold adjustable over-temperature protection circuit

ZHANG Ciping, FENG Quanyuan

(Institute of Microelectronics, Southwest Jiaotong University, Chengdu 611756, China)

A high precision threshold adjustable over-temperature protection circuit was presented. Temperature detection was achieved by comparing a independent voltage of temperature with a negative temperature coefficient voltage. By bandgap reference voltage division, a high accuracy hysteresis comparator with adjustable upper and lower threshold voltage was obtained. Based on 0.18 μm BCD process model, the circuit was simulated by using Hspice software. Simulation results show that, the output of over-temperature protection circuit is high level when temperature is higher than 150.5℃, then the circuit is shut down; it is restarted again when temperature is lower than 130.5 ℃, and the range of hysteresis temperature is 20 ℃. In the source voltage range of 3－5.5 V, the maximum temperature drift of over-temperature voltage threshold and hysteresis temperature is less than 0.02 ℃.

high precision; adjustable threshold; over-temperature protection; negative temperature coefficient; bandgap reference; BCD process

10.14106/j.cnki.1001-2028.2017.08.013

TN433

A

1001-2028（2017）08-0075-05

2017-04-21

馮全源

國家自然科學(xué)基金重點(diǎn)項(xiàng)目資助（No. 61531016）；四川省科技支撐計(jì)劃重點(diǎn)項(xiàng)目資助（No. 2016GZ0059; No. 2017GZ0110）

馮全源（1963－），男，江西景德鎮(zhèn)人，教授，博士，主要從事集成電路、RFID技術(shù)等研究，fengquanyuan@163.com ；張瓷平（1993－），女，河南周口人，研究生，研究方向?yàn)槟M集成電路設(shè)計(jì)，E-mail: ciping0605@163.com 。

網(wǎng)絡(luò)出版時間：2017-07-31 11:32

http://kns.cnki.net/kcms/detail/51.1241.TN.20170731.1132.013.html