一種改進的SVPWM開關(guān)調(diào)制方案

華國新

（浙江廣廈建設(shè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院，東陽 322100）

一種改進的SVPWM開關(guān)調(diào)制方案

華國新

（浙江廣廈建設(shè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院，東陽 322100）

在對PWM控制技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀進行分析的基礎(chǔ)上，提出旨在降低電磁干擾的SVPWM控制策略，分析其控制原理，得出SVPWM控制策略優(yōu)化方案，最后對其進行仿真和實驗，結(jié)果證明此方案的合理性以及運用的可行性。

軟開關(guān)；三相逆變器；SVPWM

0 引言

電壓空間矢量法（SVPWM）以空間矢量原理為基礎(chǔ)，適用于低開關(guān)頻率調(diào)制的級數(shù)較高的多電平逆變器。跟一些經(jīng)典的脈寬調(diào)制方式相比具有如下優(yōu)點：輸出電壓和電流的THD較低；控制過程較為簡單，并易于用DSP芯片實現(xiàn)；開關(guān)頻率較低[1]。在SVPWM模式下，采用不同的零矢量分配方法及零矢量作用時間，會產(chǎn)生不同的共模干擾電壓、輸出電壓諧波含量和開關(guān)損耗[2]，所以采用合適的零矢量分配方案，可以有效降低逆變器的開關(guān)損耗，減小共模干擾電壓?；诖丝紤]，本文提出一種改進的空間矢量控制方案，以降低開關(guān)損耗，同時減少逆變器的共模干擾。

1 三相逆變器SVPWM控制原理

參見圖1，三相逆變器電壓空間矢量法（SVPWM）源于交流電機變頻傳動控制的電壓空間矢量PWM控制技術(shù)原理圖[3]。圖1中定義P點電位為VD，Q點電位為0。T1有門極驅(qū)動信號VG1時，T4的門極驅(qū)動信號VG4=0，T1導(dǎo)通，這時vA0=VD。當T4有門極驅(qū)動信號VG4時，T1的門極驅(qū)動信號VG1=0，T4導(dǎo)通，這時vA0=0。引用A、B、C橋臂的開關(guān)變量為Sa、Sb、Sc，由于Sa、Sb、Sc各有兩種狀態(tài)：0或1，因此整個三相逆變器共有23=8種開關(guān)狀態(tài)。即(Sa、Sb、Sc)為0（0 0 0），1（0 0 1），2（0 1 0），3（0 1 1），

圖1 三相逆變器原理圖

圖2 空間矢量

4（1 0 0），5（1 0 1），6（1 1 0），7（1 1 1）[4-6]。上述 8種開關(guān)狀態(tài)被稱為狀態(tài) 0，1，2，3，4，5，6，7。我們只通過上橋壁功率管的開關(guān)狀態(tài)，就可以推算出線電壓向量[vAB，vBC，vCA]T及相電壓向量[vAN，vBN，vCN]T：

利用三相坐標到兩相D、Q坐標的變換公式，可得：

利用兩相垂直電壓[VD，VQ]T替代三相電壓[vAN，vBN，vCN]T，得到兩個位于坐標原點的零電壓矢量和六個相互夾角為60°的非零電壓向量，如圖2所示。

若要求 的相位角θ=wt為任意指令值，則矢量可由其所在扇區(qū)邊界的相鄰特定矢量V。X、V。y和零矢量V。Z合成。在很短的一個開關(guān)周期TS中，令TX、Ty及T0分別為特定矢量V。X、V。y和零矢量V。Z的存在時間，則任意位置的矢量V。可通過利用逆變器的三個開關(guān)狀態(tài)及一個周期TS中對應(yīng)的TX、Ty、T0來合成，即：

2 優(yōu)化SVPWM開關(guān)調(diào)制模式

從式（4）我們可知，參考矢量V。的合成與零矢量V。Z（V0和V7）無關(guān)，然而當采用不同的零矢量分配方法時，將形成不同的共模干擾電壓、開關(guān)損耗和輸出電壓的諧波含量[8]。由文獻[6]可知，采用零矢量產(chǎn)生的共模電壓峰值，3倍于其它非零矢量的共模電壓峰值。文獻[4]中利用其他相位相反的非零電壓矢量進行組合，達到與零矢量相同的效果，但減小了共模電壓。但該SVPWM控制方法與傳統(tǒng)SVPWM相比，在每一次開關(guān)狀態(tài)的改變中需要至少兩多個功率器件發(fā)生動作[6]。從而引起線電壓的半周期內(nèi)出現(xiàn)反極性的電壓脈沖，導(dǎo)致產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動。

針對此問題，本文提出一種降低共模電壓的空間矢量控制方案，來降低傳統(tǒng)SVPWM的共模電壓。SVPWM優(yōu)化開關(guān)調(diào)制方案控制算法的實現(xiàn)過程可描述為：首先確定參考電壓矢量Vref*所在扇區(qū)，然后為離參考矢量相鄰的四個矢量計算作用時間；最后利用開關(guān)電壓矢量作用時間合成三相脈寬調(diào)制信號[7-8]。

根據(jù)三相逆變系統(tǒng)原理，利用α-β坐標系易于實現(xiàn)空間電壓矢量調(diào)制，故應(yīng)將三相軸系變換到α-β坐標系[9]。以扇區(qū)I為例，利用坐標變換，參考電壓矢量Vref*與分量Vα及Vβ的關(guān)系如圖3所示，得到Vα和Vβ后，實現(xiàn)空間電壓矢量調(diào)制將大大簡化。

圖3 參考電壓的合成及分解圖

圖4 參考電壓矢量所在扇區(qū)的確定

2

2.1 參考電壓矢量所處扇區(qū)NN的確定

在SVPWM中，首先是確定由Vα及Vβ所決定的空間電壓矢量所處扇區(qū)，由前述分析可知，SVPWM優(yōu)化開關(guān)調(diào)制模式下，參考矢量的合成與分解和傳統(tǒng)空間矢量完全一樣。所以參考矢量所在扇區(qū)的判斷，可采用一樣的方法，傳統(tǒng)的確定方法是：利用Vα和Vβ求出電壓矢量幅值，再根據(jù)Vα和Vβ的正負進行確定，但該方法因含有非線性函數(shù)，計算復(fù)雜度高。因此本文提出一種簡單有效的確定方法[10]。

其先定義如下三個變量：

并定義：如果 n0＞0，則有 H=1，反之 H=0；如果n1＞0 ，則有 I=1，反之 I=0；如果 n2＞0 ，則有 J=1，反之J=0。

由H，I，J可形成八種組合，而由PWM原理可知H，I，J不能同時取1或同時取0，因此實際只有六種組合，且 H，I，J的取值與對扇區(qū)一一對應(yīng)，故可由 H，I，J的不同組合來確定其所在扇區(qū)[11]。

為區(qū)別H，I，J的六種不同狀態(tài)，設(shè)：

由上式可知，S可取整數(shù)值1至6，分別與六個扇區(qū)相對應(yīng)，圖4給出了利用式（6）確定的取值與實際扇區(qū)一一對應(yīng)關(guān)系，圖中棱形區(qū)域內(nèi)的I至VI表示實際扇區(qū)號，而棱形區(qū)域外的1至6代表由式（6）求出的數(shù)值。

2.2 計算相鄰四電壓空間矢量的作用時間

完成參考電壓矢量Vref*所處扇區(qū)判斷后，要求計算出與Vref*相鄰的四個電壓矢量的作用時間。在傳統(tǒng)電壓空間矢量脈寬調(diào)制中，需要采用三角函數(shù)和空間角度，因此實現(xiàn)時大量數(shù)據(jù)需要計算并存儲[12]。為此本文通過利用Vα和Vβ，來簡化計算。

以圖3中扇區(qū)I的矢量關(guān)系為例，令Vd、Ts分別為逆變器主電路的直流母線電壓和采樣周期，T4、T6分別為矢量V4、V6的作用時間，并通過下式求解V2、V5的作用時間T02：

因V5和V2方向相反，且作用時間相等，故V5和V2的綜合作用等同于零矢量，所以我們關(guān)注的是與參考電壓相鄰的V4、V6的作用時間T4、T6，當Vref*位于其他扇區(qū)中時，同理可求得各矢量作用時間，設(shè)與參考電壓相鄰的兩電壓矢量作用時間為Tu、Tv。解各方程后結(jié)果如表1所示。

表1 Tu和Tv取值表

2.3 計算H,I,JH,I,J的開關(guān)時間Th、Ti、Tj

本文以第I扇區(qū)為例（如圖5所示），利用輸出SVPWM波形來計算Th、Ti、Tj。圖5中給出了三相輸出電壓波形、三角載波及第I扇區(qū)的電壓空間矢量序列[13]，Th、Ti、Tj表示與三角波比較后，用于產(chǎn)生SVPWMPWM波形的比較值，假設(shè)三角載波周期和幅值相等，并利用式（12）計算比較值：

圖5 扇區(qū)I內(nèi)的SVPWM波形示意圖

上式中，兩個非零矢量的作用時間分別用Tu、Tv表示，不同扇區(qū)中對應(yīng)不同矢量的作用時間Tu、Tv，但不管在任何一個扇區(qū)，最先作用的非零矢量時間均對應(yīng)Tu（例如在扇區(qū)I中T4對應(yīng)Tu），另一個非零矢量的作用時間對應(yīng)Tv（例如在扇區(qū)I中T6對應(yīng)Tv）。在一個載波周期中，根據(jù)各扇區(qū)PWM波形來確定三個比較值具體分配給哪一相，如占空比最大的相由Th分配，占空比最小的相由Tj分配。

由前述分析，并根據(jù)在連續(xù)開關(guān)調(diào)制模式中各扇區(qū)的PWM波形，可得不同的扇區(qū)內(nèi)H，I，J三相對應(yīng)的開關(guān)時間Th、Ti、Tj可根據(jù)表2進行賦值：

表2 切換點Th、Ti、Tj的取值表

3 實驗

為驗證所提方案的有效性，利用一臺異步電動機為研究對象，進行了相關(guān)的實驗論證。實驗中異步電動機的參數(shù)設(shè)置如下：異步電動機采用星型接法，PWM開關(guān)頻率設(shè)為10KHz，母線電壓Vdc=310V。圖6和圖7分別為采用傳統(tǒng)SVPWM控制方式和采用優(yōu)化SVPWM控制方式的電機共模電壓的電機共模電壓VCM。

比較圖6和圖7，可以看出，優(yōu)化SVPWM控制方式有效降低了共模電壓。

圖6 采用傳統(tǒng)SVPWM控制方式的共模電壓

圖7 采用優(yōu)化SVPWM控制方式的共模電壓

圖8 實驗的傳統(tǒng)SVPWM共模EMI

圖9 實驗的優(yōu)化SVPWM共模EMI

另外，從頻域考慮，對共模電流利用高頻電流夾鉗在兩種調(diào)制模式下（傳統(tǒng)SVPWM和優(yōu)化SVPWM）在同樣的條件下 f0=20Hz,fs=5kHz進行了實驗。測量的頻譜如圖8和9所示。對比圖8和圖9可以看出，采用優(yōu)化的SVPWM調(diào)制方法時系統(tǒng)的共模干擾比采用傳統(tǒng)的SVPWM調(diào)制方法時大大減小，最高達到20dB以上。

4 結(jié)語

本文在對PWM控制技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀進行分析的基礎(chǔ)上，介紹了三相逆變器的電磁干擾和共模電壓，提出了旨在降低EMI的SVPWM控制策略的優(yōu)化方案，分析了其控制原理，得出了SVPWM控制策略優(yōu)化方案。并分別采用傳統(tǒng)SVPWM控制方式和優(yōu)化SVPWM控制方式控制一臺異步電動機，進行了實驗研究。實驗結(jié)果表明，優(yōu)化SVPWM控制方式在保證逆變器輸出電壓的同時，有效地減小了共模電壓。另外，從頻域考慮，在同樣的條件下對共模電流在兩種調(diào)制模式下（傳統(tǒng)SVPWM和優(yōu)化SVPWM）進行了實驗。通過對比兩種調(diào)制模式下所測量到的EMI頻譜說明，采用優(yōu)化的SVPWM調(diào)制方法時系統(tǒng)的共模干擾比采用傳統(tǒng)的SVPWM調(diào)制方法時大大減小，最高達到20dB以上。

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An Improved Scheme of the SVPWM Control Strategy

HUA Guo-xin
（Zhejiang Guangsha Construction Vocational&Technical College,Dongyang 322100）

On the basis of analyzing the developing history and present status of soft-switching technique,analyzes the operating principle and char?acteristic of SVPWM in detail,proposes the optimization scheme of the SVPWM control strategy that aiming at reducing EMI,analyzes and tests the soft-switching inverter prototypes are simulation,and the results show the correctness of the analysis,and the rationality of param?eter design.

1007-1423（2017）23-0027-05

10.3969/j.issn.1007-1423.2017.23.006

華國新（1965-），男，浙江東陽人，高級工程師，本科，研究方向為機電一體化技術(shù)

2017-04-27

2017-07-30

Soft-Switching;Three-Phase Inverter;SVPWM