寬帶噪聲環(huán)境中FH-FDM/TDMA信號性能分析?

費(fèi)順超，馮永新，劉 芳，錢 博

（沈陽理工大學(xué)，沈陽 110159）

寬帶噪聲環(huán)境中FH-FDM/TDMA信號性能分析?

費(fèi)順超，馮永新，劉 芳，錢 博

（沈陽理工大學(xué)，沈陽 110159）

新一代高跳速、大帶寬通信系統(tǒng)將跳頻通信與頻分復(fù)用、時分多址技術(shù)相結(jié)合，不僅增加了通信系統(tǒng)容量，形成了靈活的多址方案，同時FH-FDM/TDMA信號具有抗干擾、低截獲的能力。為此，在分析FH-FDM/TDMA信號機(jī)理的基礎(chǔ)上，就同步環(huán)路機(jī)制進(jìn)行了深入研究，重點(diǎn)對寬帶噪聲下的同步捕獲環(huán)路的相關(guān)峰值、跟蹤環(huán)路的跟蹤誤差、解調(diào)環(huán)路的誤碼率進(jìn)行了推導(dǎo)；進(jìn)一步對寬帶噪聲干擾下的跳頻接收環(huán)路進(jìn)行了仿真。結(jié)果表明，F(xiàn)H-FDM/TDMA信號具有更強(qiáng)的抗干擾性。

FH-FDM/TDMA，捕獲，跟蹤，解調(diào)

0 引言

當(dāng)前，以信息技術(shù)為基礎(chǔ)和核心的軍事變革使戰(zhàn)爭形態(tài)實(shí)現(xiàn)了由機(jī)械化向信息化的歷史跨越。FH-FDM/TDMA（Frequency Hopping-Frequency Division Multiplexing/Time Division Multiple Address）作為新型通信衛(wèi)星的傳輸方式，其信號特點(diǎn)是高跳速、大帶寬，并且能提供更高的信息傳輸能力，最重要的是能提供安全、抗干擾、不易截獲的通信服務(wù)。因此，F(xiàn)H-FDM/TDMA將成為衛(wèi)星通信體系結(jié)構(gòu)中使用的關(guān)鍵信息傳輸方式。

對現(xiàn)代保密通信而言，通信對抗最重要的就是反應(yīng)迅速、抗干擾、易于移動、保密性強(qiáng)等適合保密特點(diǎn)的通信手段。將FH技術(shù)應(yīng)用于FDM/TDMA［1］系統(tǒng)，就構(gòu)成了FH-FDM/TDMA通信系統(tǒng)，這兩者結(jié)合不僅可以構(gòu)成一種靈活的多址方案，使系統(tǒng)獲得比較大的容量，而且與動態(tài)信道分配技術(shù)［2-3］結(jié)合使用，可以支持高速數(shù)據(jù)的傳輸，同時可以大大提高系統(tǒng)的抗干擾能力，以及低截獲能力，是一種適合保密通信的傳輸方式。

鑒于FH-FDM/TDMA通信方式有諸多方面的優(yōu)點(diǎn)，且在未來通信系統(tǒng)的不斷發(fā)展中將用到FH-FDM/TDMA通信技術(shù)，本文將在深入研究FH-FDM/TDMA通信機(jī)理的基礎(chǔ)之上，進(jìn)行抗干擾技術(shù)研究。

1 FH-FDM/TDMA機(jī)理

根據(jù)FH-FDM/TDMA通信體制，F(xiàn)H-FDM通信方式如圖1所示。信號首先以頻率fs進(jìn)行高速跳頻，在不同時刻，如 t1、t2、t3和 t4，信號分別處于頻點(diǎn) fs1、fs2、fs3、和 fs4。

圖1 FH-FDM復(fù)合通信方式

在t1時刻，以頻點(diǎn)fs1為中心，兩側(cè)分別以Δf為帶寬進(jìn)行偏移，信道分為多路［2-3］。而在下一時刻，信號頻率由fs1變?yōu)閒s2，但此時多路信道同時隨fs2進(jìn)行搬遷，仍以fs2為中心，Δf為帶寬。t3和t4時刻信號情況與此類似。同時在多路信道內(nèi)，進(jìn)行分時傳送不同用戶的不同業(yè)務(wù)信號，由此實(shí)現(xiàn)FH-FDM/TDMA方式的復(fù)合［4-6］。信號在一個頻點(diǎn)處，各路信道在一個時間片內(nèi)被分為多個時間槽隙，如圖2所示。

圖2 FDM/TDMA復(fù)合通信方式

FH-FDM/TDMA信號形式如下：

其中，fi為FH中心頻點(diǎn)，由頻率控制字控制。uj為第j個用戶的信道選擇控制字，Δf為子信道間的信道間隔。t0為時隙寬度，tc是控制時隙累加的控制因子。

結(jié)合跳頻通信、頻分復(fù)用以及時分多址［7］等技術(shù)，多用戶信息按照事先約定的規(guī)則組合成數(shù)據(jù)幀。同步接收及解調(diào)過程也將按照相同的規(guī)則進(jìn)行信息解調(diào)，保證數(shù)據(jù)接收的正確性。因此，F(xiàn)HFDM/TDMA信號生成部分和信號接收部分是通信系統(tǒng)的核心單元，其負(fù)責(zé)網(wǎng)內(nèi)時頻分配表的劃分，即FDM/TDMA復(fù)合通信方式中時域和頻域的劃分。

FDM/TDMA存儲及控制單元控制數(shù)據(jù)信息搭載特定二進(jìn)制碼，當(dāng)接收端的FDM/TDMA存儲及控制單元識別這些特定二進(jìn)制碼時，接收機(jī)會采取與之相對應(yīng)的解調(diào)方式、子信道選擇以及濾波參數(shù)設(shè)置等。子信道選擇單元在FDM/TDMA存儲及控制單元作用下主要負(fù)責(zé)實(shí)現(xiàn)頻分復(fù)用，即某一時刻單一用戶只能使用一路頻率通道進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。

2 FH-FDM/TDMA接收環(huán)路

在通信系統(tǒng)中，同步過程是接收環(huán)路的核心部分，因此，為了驗(yàn)證FH-FDM/TDMA信號的抗干擾性，建立了通信系統(tǒng)接收環(huán)路流程圖。

接收環(huán)路具體工作流程描述如下：

Step1 啟動程序，進(jìn)行參數(shù)初始化設(shè)置；

Step2 接收信號，并設(shè)置本地碼發(fā)生器產(chǎn)生本地信號；

Step3 產(chǎn)生一個與發(fā)送端的前導(dǎo)序列產(chǎn)生的載波頻率之間差一個固定中頻Δw的本地載波信號；

Step4 接收到的信號與Step3產(chǎn)生的載波進(jìn)行相乘，完成信號與載波的混頻；

Step5 設(shè)置帶通濾波器，并對混頻后的信號進(jìn)行濾波處理，得到中頻信號；

Step6 設(shè)置本地碼發(fā)生器，產(chǎn)生本地碼，并將本地碼搭載在本地載波上，生成本地信號；

Step7 本地信號與Step5產(chǎn)生的中頻信號相乘，并將相乘結(jié)果做積分處理；

Step8 進(jìn)行門限檢測，如果符合門限，則完成捕獲，跳到Step9轉(zhuǎn)入跟蹤。否則返回Step6將本地碼進(jìn)行偏移處理，重新捕獲；

Step9 捕獲到信號后，設(shè)置本地碼發(fā)生器并設(shè)置低通濾波器；

Step10 分別產(chǎn)生超前和滯后兩路本地碼信號；

Step11 超前支路和滯后支路信號分別與Step8捕獲到的信號進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算；

Step12 對相關(guān)運(yùn)算的結(jié)果濾波處理，得到與超前支路相關(guān)的能量值和滯后支路相關(guān)的能量值；

Step13 兩支路的能量值相減，得到碼偏移量控制字；

Step14 如果碼偏移量控制字近似為零，則執(zhí)行Step15，否則進(jìn)行碼偏移處理并返回Step10重新進(jìn)行跟蹤處理；

Step15 結(jié)束跟蹤，并進(jìn)行數(shù)據(jù)信息的解調(diào)處理，輸出接收數(shù)據(jù)信息。

通信系統(tǒng)接收環(huán)路工作流程如圖3所示。

圖3 FH-FDM/TDMA信號接收環(huán)路工作流程

3 抗干擾性分析

3.1 同步環(huán)路

在捕獲環(huán)路中，較關(guān)鍵的過程是經(jīng)過前導(dǎo)序列和本地產(chǎn)生的偽隨機(jī)碼進(jìn)行相關(guān)性檢測來實(shí)現(xiàn)同步頭的捕獲，通常要求前導(dǎo)序列也是由相關(guān)性好的隨機(jī)碼或者偽隨機(jī)碼組成。通信系統(tǒng)中加入假定為高斯噪聲的寬帶噪聲干擾信號，對跳頻信號可能出現(xiàn)的所有信道進(jìn)行干擾［8-9］。

寬帶噪聲干擾信號在產(chǎn)生全頻帶高斯白噪聲基礎(chǔ)上，通過寬帶的低通濾波器。高斯隨機(jī)數(shù)為x（t），有

則寬帶噪聲干擾為：

設(shè)帶有干擾的信號表達(dá)式為：

其中，s（t）為真實(shí)信號，n（t）為干擾信號。

將上式與本地信號進(jìn)行相關(guān)處理后，可以得到如下表達(dá)式：

其中，Rss為真實(shí)信號自相關(guān)函數(shù)，Rnn為干擾信號自相關(guān)函數(shù)，Rsn為真實(shí)信號和干擾信號互相關(guān)函數(shù)。由于真實(shí)信號與干擾信號沒有相關(guān)性，所以Rsn→0。真實(shí)信號自相關(guān)函數(shù)Rss和時間t無關(guān)，只和時間差有關(guān)。當(dāng) =0時，自相關(guān)函數(shù)Rss有最大值。干擾信號的自相關(guān)函數(shù)Rnn雖沒有很好的相關(guān)性，但當(dāng)在某個時間T內(nèi)，Rnn的值有可能會很大。因此，在未施加干擾或者干擾信號能量較低的情況下，當(dāng)發(fā)送過來的信號與本地產(chǎn)生的信號相關(guān)性很好時，會出現(xiàn)相關(guān)峰值（相關(guān)峰值包括最大比例峰值和錯捕相關(guān)峰值）。若最大比例峰值超過預(yù)先設(shè)計驗(yàn)證后的門限值，認(rèn)為其捕獲成功。而當(dāng)施加干擾信號的某個時間段內(nèi)，能量達(dá)到一定程度的時候，最大比例峰值減小。當(dāng)峰值不能夠超過預(yù)先設(shè)定的門限值，會導(dǎo)致該跳未能成功捕獲。如果干擾信號能量繼續(xù)增大，則會出現(xiàn)錯捕相關(guān)峰值。

對于FH-FDM/TDMA信號捕獲環(huán)路，其時分復(fù)用技術(shù)的應(yīng)用縮短了本地信號與接收信號的相關(guān)處理時間，即減少了干擾信號的干擾作用時間。干擾方為了對捕獲環(huán)路實(shí)現(xiàn)有效干擾，必須延長干擾的作用時間，即體現(xiàn)為需要更高的干擾功率［10-13］。因此，F(xiàn)H-FDM/TDMA信號體現(xiàn)出更好的抗干擾性。

在信號接收的跟蹤環(huán)路中，其利用本地產(chǎn)生的超前和滯后兩路本振信號與接收信號進(jìn)行混頻，然后通過濾波、平方以及比較等處理后，得到誤差信號 E（t）。在接收環(huán)路中，正是通過誤差信號 E（t）來做跟蹤環(huán)路的判斷標(biāo)準(zhǔn)，由E（t）控制壓控振蕩器來對本地頻率合成器的輸出進(jìn)行不停地調(diào)整。

設(shè)加入干擾信號的控制信號表達(dá)式為：

其中，Es1為接收環(huán)路中超前支路真實(shí)信號能量，En1為接收環(huán)路中超前支路干擾信號能量；Es2為接收環(huán)路中滯后支路真實(shí)信號能量，En2為接收環(huán)路中滯后支路干擾信號能量。

在未施加干擾或者干擾信號未能有效干擾到跟蹤環(huán)路的情況下，可以認(rèn)為超前支路和滯后支路中的干擾信號能量幾乎不存在。因此，此時能夠有效通過超前支路與滯后支路的能量差來做跟蹤環(huán)路的判斷標(biāo)準(zhǔn)，去控制壓控振蕩器對本地振蕩器的輸出進(jìn)行調(diào)整。而當(dāng)干擾信號有效干擾到跟蹤環(huán)路時，超前支路和滯后支路干擾信號的能量En1和En2要遠(yuǎn)大于超前支路和滯后支路真實(shí)信號能量Es1和Es2。因此，此時誤差信號E（t）無法作為跟蹤環(huán)路的判斷標(biāo)準(zhǔn)對本地振蕩器輸出進(jìn)行調(diào)整，跟蹤環(huán)路失去其應(yīng)用的作用［14］。

如果在每幀跳頻信號中，都加入誤導(dǎo)信息，即選擇m個時隙、n個信道中的一個或幾個時隙、信道來傳輸誤導(dǎo)信息，假設(shè)誤導(dǎo)信息功率、相關(guān)性與有用信息相似，則同步信息被干擾的概率將被降低，從而提高通信系統(tǒng)的抗窄帶、跟蹤式干擾性能。

假設(shè)誤導(dǎo)信息與有用信息的相似程度為α，則α可以表示為：

其中，lb為誤導(dǎo)信息長度，相似度隨著信息長度逐漸增大，并趨近于1，但增大速度逐漸放緩。實(shí)際中，lb會受時隙長度的限制，不可能無限增大趨近于1。

誤導(dǎo)信息產(chǎn)生的誤導(dǎo)率為：

對于FH-FDM/TDMA通信體制，根據(jù)其特有的頻分、時分復(fù)用方式，干擾信號對同步環(huán)路的影響只發(fā)生在干擾信號在時間、空間與真實(shí)信號相吻合的情況下，從而降低了干擾成功的概率。誤導(dǎo)信息的使用則會進(jìn)一步增強(qiáng)通信系統(tǒng)的抗干擾性，但是誤導(dǎo)信息的誤導(dǎo)能力將受實(shí)際通信系統(tǒng)中跳速、碼速率、時隙選擇、信道選擇等多個因素的影響?？傊?，F(xiàn)H-FDM/TDMA通信體制相對于傳統(tǒng)通信體制，具有較好的抗干擾性能。

3.2 解調(diào)環(huán)路

設(shè)該通信系統(tǒng)接收到信號的功率為Es，Rb為信息碼比特率，則接收到的信息碼的每比特能量為。設(shè)信號受功率為J的高斯白噪聲干擾，并且此能量均勻分布在跳頻帶寬W上，這樣此信道就等價于加高斯白噪聲信道。因此，干擾信號功率譜密度為：。那么此擴(kuò)展系統(tǒng)的信號噪聲比為。擴(kuò)頻處理增益為。解擴(kuò)前的信噪比為，而是解擴(kuò)后在信號帶寬上的信噪比。在常規(guī)跳頻系統(tǒng)中，系統(tǒng)的誤碼率［7］為：

對于FH與FDM結(jié)合，增加了頻帶資源的開銷，但為了提供高質(zhì)量、高保密性的通信服務(wù)，在合理的范圍內(nèi)，這種開銷還是值得的。FH-FDM/TDMA體制下系統(tǒng)誤碼率［15］為：

設(shè)在一個特定的數(shù)據(jù)傳輸中發(fā)送信號1，那么接收端第一個能量監(jiān)測單元為1/J，標(biāo)準(zhǔn)化后的輸出為e1，將是一個非中心分布的具有二維自由度的隨機(jī)變量［16-17］，其具有如下分布概率函數(shù)：

由于系統(tǒng)采用頻分多址，設(shè)定有m個頻點(diǎn)，則其他m-1個能量監(jiān)測單元都未能收到符號能量，所有它們的輸出是中心分布的具有一維自由度的2分布變量，因此，具有如下的分布概率函數(shù)：

ei在統(tǒng)計上都是無關(guān)的。則FH-FDM/TDMA信號的錯誤概率是：

由上式可得：

綜上所述，與常規(guī)跳頻通信系統(tǒng)相比，F(xiàn)H-FDM/TDMA信號在相同背景環(huán)境下，誤碼率更低，即FH-FDM/TDMA信號抗干擾性更好。

4 仿真與分析

針對FH-FDM/TDMA通信體制，為了驗(yàn)證其抗干擾性，仿真系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置如下：載波頻率300 MHz，采樣頻率 2.4GHz，跳駐留時間 56 μs，跳間隔為 6.5 μs，調(diào)制方式為SDPSK，碼速率為2.5 Mb/s。不失一般性，仿真測試針對一跳時間，在逐漸增大干信比ISR（Interference to Signal Ratio）情況下，測試大量數(shù)據(jù)信息，分析寬帶噪聲信號對通信系統(tǒng)的影響。

（1）對于同步捕獲階段，隨著干擾信號能量的增大，接收環(huán)路捕獲到的相關(guān)峰值逐漸減小。當(dāng)峰值不能夠超過預(yù)先設(shè)定的比例峰值（proportion peak）門限時，會導(dǎo)致該跳未能成功捕獲。其中，J/Sfalse-flag為最大比例峰值不能到捕獲門限時的干信比，J/Sfalse-position為接收系統(tǒng)捕獲到錯誤相關(guān)峰值時的干信比。捕獲階段測試圖如下頁圖4所示。

圖4 同步捕獲測試圖

在寬帶噪聲干擾信號條件下，常規(guī)跳頻體制與FH-FDM/TDMA體制捕獲環(huán)路的比例峰值隨著干擾信號功率的增大而逐漸降低，當(dāng)干擾信號功率足夠大時，接收環(huán)路捕獲到錯誤峰值。常規(guī)跳頻體制下，捕獲到錯誤峰值時的干信比為8.59 dB，而對于FH-FDM/TDMA信號，需要的干信比為14.88 dB。從干信比與比例峰值關(guān)系圖可以看出，F(xiàn)H-FDM/TDMA信號體現(xiàn)出較好的抗干擾性，測試結(jié)果與理論分析相一致。

（2）對于同步跟蹤階段，寬帶噪聲干擾信號通過增加干擾信號能量使同步跟蹤過程的超前、滯后支路能量判決失效。當(dāng)干擾信號干擾有效時，控制碼偏調(diào)整的壓控振蕩器無法準(zhǔn)確地控制壓控振蕩器，使其失去對本地振蕩器輸出的調(diào)整，導(dǎo)致跟蹤的失敗。隨著干信比的不斷增大，跟蹤誤差（tracking errors）逐漸增大，當(dāng)碼偏數(shù)超出了1/2個碼片，跟蹤失敗，此時干信比即為J/Sfalse-track，即接收系統(tǒng)跟蹤失敗所需的干信比。

圖5 同步跟蹤測試圖

從干信比與跟蹤誤差關(guān)系圖中可以看出，隨著干信比的增大，跟蹤誤差逐漸增大，當(dāng)碼偏量為500時（根據(jù)設(shè)置的參數(shù)，仿真中每個碼字采樣960個點(diǎn)），認(rèn)為跟蹤失敗。由J/Sfalse-track可知，在干信比達(dá)到8.49 dB時，常規(guī)跳頻同步跟蹤環(huán)路被干擾；而在干信比達(dá)到12.02 dB時，才可實(shí)現(xiàn)對FH-FDM/TDMA信號同步跟蹤環(huán)路的有效干擾。

（3）對于接收機(jī)解調(diào)回路，干擾信號的加入會使碼元判斷產(chǎn)生錯誤，從而導(dǎo)致誤碼率（demodulation errors）上升，誤碼率在一定程度上反映干擾信號對接收機(jī)的干擾效果。一般而言，通信雙方通常容許的最大誤碼率為10-3，對于干擾方，則期望可以將誤碼率提高到10-1甚至更高，因此，以10-1作為成功標(biāo)志。其中，J/Sfalse-demod為使解調(diào)環(huán)路失效時所需的干信比。

圖6 解調(diào)階段測試圖

對于解調(diào)階段而言，干信比的不斷增大，使得解調(diào)環(huán)路的誤碼率不斷上升。當(dāng)誤碼率提高到期望的參考門限10-1時，常規(guī)跳頻通信系統(tǒng)下J/Sfalse-demodulate為6.63dB。當(dāng)使用FH-FDM/TDMA信號時J/Sfalse-demodulate為10.79 dB。寬帶噪聲干擾下，為了得到相同的誤碼率，F(xiàn)H-FDM/TDMA信號需要更高的干擾信號功率。系統(tǒng)仿真與理論分析相一致，F(xiàn)H-FDM/TDMA信號體現(xiàn)出較好的抗干擾性。

綜上分析，寬帶噪聲干擾下，F(xiàn)H-FDM/TDMA信號體現(xiàn)出良好的抗干擾性能，較好地抑制了寬帶噪聲對接收環(huán)路的影響。

5 結(jié)論

在信息化條件下，跳頻通信在衛(wèi)星通信中的應(yīng)用愈來愈廣泛。將跳頻技術(shù)應(yīng)用于FDM/TDMA系統(tǒng)，構(gòu)成的FH-FDM/TDMA通信系統(tǒng)可以大大提高系統(tǒng)的抗干擾能力和低截獲能力。因此，F(xiàn)H-FDM/TDMA通信系統(tǒng)是一種適合保密通信的傳輸方式。在對其信號的產(chǎn)生和接收機(jī)理進(jìn)行深入研究的基礎(chǔ)之上，鑒于FH-FDM/TDMA信號高跳速、大帶寬的特點(diǎn)，本文選取寬帶噪聲干擾信號對其接收環(huán)路的同步及解調(diào)過程實(shí)施干擾，并進(jìn)行了仿真與分析。分析結(jié)果表明，F(xiàn)H-FDM/TDMA信號接收環(huán)路具有較強(qiáng)的抗干擾性能。

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Performance Analysis of FH-FDM/TDMA Signal on Wide-band Noise Interference

FEI Shun-chao，F(xiàn)ENG Yong-xin，LIU Fang，QIAN Bo
（Shenyang Ligong University，Shenyang 110159，China）

Frequency hopping（FH）communication，frequency division multiplexing（FDM）and time division multiplexing access（TDMA）have been combined to meet the requirements of high hoprate and large bandwidth.Meanwhile，the flexible multiple address scheme increases not only message capacity but also anti-jamming performance and low probability interception （LPI）.Therefore，on the basis of analysis FH-FDM/TDMA signal mechanism，this paper studies with synchronization loop indepth，and focuses on the derivation of acquisition correlation peak，tracking error and BER with interference of wide-band noise.Furthermore，it also carries out simulation on receiving loop of FH communication system by wide-band noise disturbance.The study result shows that FH-FDM/TDMA has a even stronger noise immunity.

FH-FDM/TDMA，acquisition，tracking，demodulation

TN914.3

A

10.3969/j.issn.1002-0640.2017.07.003

1002-0640（2017）07-0010-06

2016-05-24

2016-06-26

國家自然科學(xué)基金（61501309）；遼寧省特聘教授計劃、中國博士后科學(xué)基金資助項(xiàng)目（2015M580231）

費(fèi)順超（1987- ），男，河北廊坊人，博士研究生。研究方向：擴(kuò)頻通信及電子對抗。