高頻大功率靜電除塵電源新型控制策略研究

申兆豐， 魏 月， 曾慶軍， 陳 峰

（1.江蘇科技大學(xué) 電子信息學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江 212003；2.鎮(zhèn)江天力變壓器有限公司 江蘇 鎮(zhèn)江 212400）

高頻大功率靜電除塵電源新型控制策略研究

申兆豐1， 魏 月1， 曾慶軍1， 陳 峰2

（1.江蘇科技大學(xué) 電子信息學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江 212003；2.鎮(zhèn)江天力變壓器有限公司 江蘇 鎮(zhèn)江 212400）

文中提出了一種用于高頻大功率靜電除塵電源的新型控制策略，脈沖移相頻率調(diào)制（Pulse Shift Frequency Modulation，PSFM）。此方法將脈沖頻率調(diào)制（PFM）與移相脈寬調(diào)制（PS-PWM）進(jìn)行有效結(jié)合，實(shí)現(xiàn)了高頻電源電路的全程軟開(kāi)關(guān)。本文首先闡述了高頻大功率電源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，對(duì)LCC變換器在電流連續(xù)模式（CCM）下的新型工作方式進(jìn)行了詳細(xì)分析，然后著重介紹了SPFM的原理、穩(wěn)定性分析以及實(shí)現(xiàn)方法，最后采用MATLAB軟件對(duì)新型的控制系統(tǒng)進(jìn)行仿真，并依次增加PID控制器、模糊PID控制器用于優(yōu)化高頻電源系統(tǒng)的控制效果。仿真結(jié)果表明了此新型控制策略的合理性和有效性，并能夠用于指導(dǎo)電除塵高頻電源系統(tǒng)的研究。

脈沖移相頻率調(diào)制；MATLAB；模糊PID

目前，靜電除塵電源技術(shù)被廣泛應(yīng)用于工業(yè)除塵領(lǐng)域，而高頻大功率靜電除塵電源較傳統(tǒng)工頻除塵電源而言，穩(wěn)定性更強(qiáng)、除塵效率更高，成為靜電除塵電源發(fā)展的主流趨勢(shì)[1]。高頻電源中的LCC諧振環(huán)節(jié)能夠使得電源電路在軟開(kāi)關(guān)的狀態(tài)下工作，有利于減少了開(kāi)關(guān)損耗，是電除塵高頻高壓電源的核心部件。LCC 有 3 個(gè)不同的工作模式[2]：1）fs≤0.5f0，電流斷續(xù)模式（DCM）（fs:開(kāi)關(guān)頻率；f0:諧振頻率）。 2）0.5f0＜fs≤f0，電流連續(xù)模式（CCM）。 3） fs＞f0，電流連續(xù)模式（CCM）。其中，模式1）和模式3）提供最小的開(kāi)關(guān)損耗，模式1）斷續(xù)模式下的半導(dǎo)體損耗最小，可實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，但這種操作模式存在很高的電流峰值，諧振回路中有過(guò)多的能量傳遞，并且此模式需要一個(gè)很大的操作頻率范圍達(dá)到對(duì)輸出電壓的有效控制，使得感性元件難以設(shè)計(jì)[3-4]。因此本文選取模式3）進(jìn)行分析。

LCC諧振變換器通常有兩種控制方式：脈沖頻率調(diào)制（PFM）和移相脈寬調(diào)制（PS-PWM）。PS-PWM在輸出為輕載時(shí)，可能導(dǎo)致滯后橋臂無(wú)法實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，且存在副邊占空比丟失現(xiàn)象；PFM在低輸出電流、低輸出電壓時(shí)開(kāi)關(guān)損耗過(guò)大，且較大的頻率變化范圍使得磁性元件、門電路及電磁干擾過(guò)濾難以優(yōu)化，因此都不是高頻大功率靜電除塵電源理想的控制方式[5-7]?；谝陨蟽煞N控制策略的不足，本文提出一種新型的控制策略，脈沖移相頻率調(diào)制（PSFM），它不但解決了以上兩種控制策略的缺點(diǎn)，而且使得系統(tǒng)效率有了進(jìn)一步的提高。本文首先闡述了高頻大功率電源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，對(duì)LCC變換器在電流連續(xù)模式（CCM）下的新型工作方式進(jìn)行了詳細(xì)分析，然后著重介紹了SPFM的原理、穩(wěn)定性分析以及實(shí)現(xiàn)方法，最后采用MATLAB軟件對(duì)新型的控制系統(tǒng)進(jìn)行系統(tǒng)仿真，并依次增加PID控制器、模糊PID控制器用于優(yōu)化高頻電源系統(tǒng)的控制效果。結(jié)果表明了此新型控制策略的合理性和有效性，并能夠用于指導(dǎo)電除塵高頻電源系統(tǒng)的研究。

1 高頻靜電除塵電源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與電路拓?fù)浞治?/h2>

圖1為高頻大功率靜電除塵電源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，由主電路和控制電路構(gòu)成。主電路包括：平波電抗器、整流模塊、母線電容、全橋逆變器、LCC、高頻變壓器、二次側(cè)整流硅堆、以及靜電除塵器負(fù)載。其中，C為濾波電容；S1-S4為全橋逆器上的IGBT，D1-D4分別為S1-S4兩端的反并聯(lián)單向?qū)ㄆ骷籆r、Lr、Cp分別為L(zhǎng)CC環(huán)節(jié)中的串聯(lián)電容、串聯(lián)電感和并聯(lián)電容；n為高頻變壓器的匝比；D01、D02、D03、D04為變壓器二次側(cè)的整流二極管。

圖1 高頻大功率靜電除塵電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

控制電路包括：電壓、電流采集電路、SPFM控制器、脈沖發(fā)生器和驅(qū)動(dòng)環(huán)節(jié)。信號(hào)采集電路將一次諧振電流和二次輸出電壓信號(hào)采集后，傳遞給PSFM控制器，PSFM控制器運(yùn)用雙重控制策略將控制信號(hào)發(fā)送給脈沖生成電路，電路產(chǎn)生的觸發(fā)脈沖經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路的放大最終用于觸發(fā)IGBT。

2 LCC工作模式分析

圖2為PSFM控制下電源電路S1-S4的觸發(fā)信號(hào)及諧振電流ir、逆變器輸出電壓Vab和并聯(lián)諧振電容電壓VCp的波形。

圖2 LCC諧振電路波形圖

忽略功率器件的開(kāi)關(guān)階段，工作過(guò)程分析如下：

1）（t0—t1）階段：t0時(shí)刻 ir穿越零點(diǎn)，S4 零電流開(kāi)通，S1在之前階段零電壓開(kāi)通。此階段Vab為正，ir正向流過(guò) S1、Cr、Lr、Cp、S4，VCp由-U0/n 向 U0/n 增加，變壓器二次側(cè)整流管關(guān)斷，電源不向負(fù)載供電。當(dāng)t1時(shí)刻VCp達(dá)到U0/n時(shí)此階段完成。

2）（t1—t2）階段：此階段 Vab依然為正，ir正向流過(guò) S1、Cr、Lr、S4，VCp被箝位在 U0/n，二次側(cè)整流管導(dǎo)通，電源向負(fù)載供電。

3）（t3—t3）階段：t2時(shí)刻 S1 有限電流關(guān)斷。 此階段 Vab為零，ir正向通過(guò) D2、Cr、Lr、S4 續(xù)流。t3時(shí)刻 S2零電壓開(kāi)通。

4）（t3—t4）階段：此階段 S2、S4 導(dǎo)通，ir正向流過(guò)S2、Cr、Lr、S4，t4時(shí)刻 ir即將穿越零點(diǎn)，S4 零電流關(guān)斷。

5）（t4—t5）階段：此階段 ir正向通過(guò) S2、Cr、Lr、D3續(xù)流。t5時(shí)刻ir穿越零點(diǎn)，S3零電流開(kāi)通，完成S4到S3 的換相。t5時(shí)刻后 ir反向流過(guò) S3、VCp、Lr、Cr、S2，VCp開(kāi)始減少，二次側(cè)整流管關(guān)斷，電源不向負(fù)載供電，Vab為負(fù)。電路正向半個(gè)開(kāi)關(guān)周期結(jié)束。

電路反向半開(kāi)關(guān)周期與上述工作過(guò)程對(duì)稱。

3 SPFM控制策略分析

文中提出一種新型的控制策略，脈沖移相頻率調(diào)制（PSFM），控制流程如圖3所示。其結(jié)合了PFM和PS-PWM的特點(diǎn)，在每個(gè)操作點(diǎn)盡可能找到一個(gè)頻率和移相角的結(jié)合，首先利用變頻控制調(diào)節(jié)逆變?nèi)珮虻拈_(kāi)關(guān)頻率，然后使其中一橋臂上兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的移相角自動(dòng)調(diào)節(jié)以確保兩個(gè)橋臂分別在ZCS及ZVS下進(jìn)行換相，并使電源達(dá)到額定輸出功率。PSFM實(shí)現(xiàn)了全程的軟開(kāi)關(guān)，在達(dá)到輸出功率要求的情況下縮窄了開(kāi)關(guān)頻率變化，克服了PFM在低輸出功率操作下的高損耗，減少了器件開(kāi)關(guān)頻率和關(guān)斷電流，改善了系統(tǒng)的整體效率，是一種新型的、有效的控制策略[8-9]。

圖3 PSFM控制流程圖

3.1 PSFM控制策略的穩(wěn)定性分析

當(dāng)諧振變換器在高于諧振頻率的工作模式下工作時(shí)，電路的低通濾波特性使得高次諧波被削弱，只有基波成份對(duì)電路產(chǎn)生比較大的影響，因此選擇基波分析的方式對(duì)電路進(jìn)行分析和描述是合理的。為了實(shí)現(xiàn)感性輸出濾波后的整流，等效負(fù)載電阻設(shè)為Req=（π2/8）R0，其中 R0代表實(shí)際負(fù)載。 PSFM 控制策略要求在控制變量γ的變化角度范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)全程ZVS，可選取自然反饋?zhàn)兞繀⑴c閉環(huán)控制來(lái)實(shí)現(xiàn)這一目的。由于串聯(lián)諧振電感電流ir和串聯(lián)諧振電容電壓VCr這兩個(gè)變量含有相同的基波成份，測(cè)量方便，可以任選其一。

逆變輸出電壓Vab到串聯(lián)諧振電感電流ir和串聯(lián)諧振電容電壓VCr的傳遞函數(shù)[10-11]分別為：

其中，Qr=（ω0Lr）/RL，。

奈奎斯特圖如圖4。

圖4 PSFM控制下的LCC穩(wěn)定性判定

3.2 PSFM控制策略的實(shí)現(xiàn)

反饋?zhàn)兞繛榇?lián)諧振電感電流ir時(shí)的PSFM控制策略的實(shí)現(xiàn)如圖5所示。

圖5 ZCS和ZVS橋臂門極信號(hào)發(fā)生器

如圖5所示，ZCS（變頻控制）橋臂上開(kāi)關(guān)管的門極觸發(fā)信號(hào)與過(guò)零點(diǎn)諧振電流ir同步。ir經(jīng)過(guò)滯環(huán)比較器后生成兩路互補(bǔ)的脈沖，用于控制開(kāi)關(guān)管的頻率。

4 PSFM控制策略仿真

使用MATLAB的Simulink組件對(duì)SPFM控制下的高頻電源系統(tǒng)進(jìn)行仿真，并在同等參數(shù)下與PFM控制的仿真效果進(jìn)行比較，然后分別為PSFM加入PID和模糊PID控制器使得控制效果更佳。

仿真中所用到的實(shí)際工程設(shè)計(jì)參數(shù)[14-15]為：Ls=80μF；Cr=2.15μF；Cp=0.88μF；工作頻率 fs：20 kHz；輸出電壓：72 KV。

PSFM仿真的相關(guān)波形圖如圖6所示。

PFM的仿真波形圖如圖7所示。

圖6 PSFM控制下電路波形

圖7 PFM控制下的電路波形

如圖6（a）所示，PSFM滯后橋臂上S2，S4為零電流開(kāi)關(guān)，超前橋臂上S1，S3能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，但存在關(guān)斷電流，關(guān)斷電流值大約為140 A；而如圖7（a），而PFM控制下S1-S4都能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，但是都存在關(guān)斷電流，關(guān)斷電流值大約為190 A?？梢?jiàn)PSFM控制下的電源電路硬開(kāi)關(guān)的器件數(shù)量少，且關(guān)斷電流小。

如圖6（b）所示，電源輸出電壓最終穩(wěn)定到72 kV，達(dá)到了指標(biāo)要求，超調(diào)達(dá)到80 kV，穩(wěn)定時(shí)間達(dá)到0.022秒。相比較而言，圖7（b）PFM控制下輸出電壓的穩(wěn)定時(shí)間為0.05秒，控制響應(yīng)較差。

為PSFM控制系統(tǒng)加入PID和模糊PID控制器后的輸出電壓波形如圖8所示。

圖8 PSFM加入控制器的輸出電壓波形

如圖8（a）所示，加入PID控制器后輸出電壓最終穩(wěn)定在72 kV，超調(diào)明顯消失，系統(tǒng)在0.016秒處達(dá)到穩(wěn)定。如圖8（b）所示，系統(tǒng)加入模糊PID控制器后輸出電壓最終穩(wěn)定在72 kV，無(wú)電壓超調(diào)，穩(wěn)定時(shí)間縮短至0.002秒，有效減少了控制響應(yīng)時(shí)間。

仿真驗(yàn)證結(jié)果：PSFM在控制效果和電路損耗方面都明顯優(yōu)于PFM，兩個(gè)橋臂能夠成功實(shí)現(xiàn)ZCS和ZVS。加入PID控制器和模糊PID控制器后，電源系統(tǒng)的控制響應(yīng)效果更加明顯，對(duì)于高頻電源這類非線性對(duì)象的控制具有更好的魯棒性和抑制超調(diào)的能力。

5 結(jié) 論

文中首先闡述了高頻大功率電源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，對(duì)LCC變換器在電流連續(xù)模式（CCM）下的新型工作方式進(jìn)行了詳細(xì)分析，然后著重介紹了SPFM的原理、穩(wěn)定性分析以及實(shí)現(xiàn)方法，最后采用MATLAB軟件對(duì)新型的控制系統(tǒng)進(jìn)行仿真，并依次增加PID控制器、模糊PID控制器用于優(yōu)化高頻電源系統(tǒng)的控制效果。仿真結(jié)果表明了此新型控制策略的合理性和有效性，并能夠用于指導(dǎo)電除塵高頻電源系統(tǒng)的研究。

[1]廖谷然，楊北革，薛輝，等.大功率靜電除塵用高頻高壓電源的研制[J].電子器件，2013，36（3）：397-400.

[2]楊瑞.LCC諧振變換器的解析建模與分析 [D].武漢:華中科技大學(xué)，2014.

[3]Tangtang Guo，Chi Zhang，Lei Chang，et al.Large-signal modeling of LCC resonant converter operating in discontinuous current mode applied to electrostatic precipitators [C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC）.Long Beach，CA，IEEE，2013:2629-2635.

[4]劉和平，楊依路，劉平，等.電除塵高壓電源LCC變換器電流斷續(xù)模式分析 [J].高電壓技術(shù)，2014，40（11）:3506-3512.

[5]王亞超.用于LCC-SPRC靜電除塵電源的高壓高頻大功率變壓器特性分析 [D].杭州:浙江大學(xué)，2012.

[6]徐金苗，李偉科，樊曉茹.高頻電源對(duì)電除塵器性能及能耗影響的試驗(yàn)研究 [J].電力建設(shè)，2013； 34（6）:73-77.

[7]A.A.Aboushady，S.J.Finney，B.W.Williams，et al.Steady state analysis of the phase-controlled LCC type series-parallel resonant converter operating above resonance[J].IEEE，2013（28）:2125-2131.

[8]劉牮，雷龍，布曉萌，等.大功率ESP高頻高壓電源[J].信息技術(shù)，2013，38（10）:150-153.

[9]Thiago B S，Muhlethaler J，Linner J，et al．Automated design of a high power high frequency LCC resonant converter for electrostatic precipitator[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（11）：4805-4819．

[10]常磊，劉軍，何湘寧.C-filterLCC斷續(xù)工作模式逆變橋損耗分析[J].電力電子技術(shù)，2013，47（2）：1-3.

[11]PerRanstad，Hans-PeterNee.OnDynamic Effects Influencing IGBT Losses in Soft-Switching Converters [J].IEEE transactions on powerelectronics，2011，26（1）:260-271.

[12]劉軍，郭瑭瑭，常磊，何湘寧，等.高壓變壓器寄生電容對(duì)串聯(lián)諧振變換器特性的影響[J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2012，32（15）:16-23.

[13]顧琇婷，曾慶軍，陳峰.靜電除塵用大功率高頻高壓變壓器漏感的研究 [J].科學(xué)技術(shù)與工程，2013，13（35）:10651-10655

[14]張治國(guó)，謝運(yùn)祥，袁兆梅，等.一種高頻LCC諧振變換器的近似分析方法 [J].電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2011，15（7）:44-49.

[15]李志剛，梅霜，王少杰，等.IGBT模塊開(kāi)關(guān)損耗計(jì)算方法綜述述 [J].電子技術(shù)應(yīng)用，2016，42（1）:10-14.

Research on new control strategy of high frequency and high power electrostatic precipitator power supply

SHEN Zhao-feng1，WEI Yue1，ZENG Qing-jun1，CHEN Feng2
（1.School of Electronics and Information，Jiangsu University of Science and Technology，Zhenjiang 212003，China；2.Zhenjiang Tianli Transformer Co.Ltd，Zhenjiang 212400，China）

This paper presents a new control strategy，Pulse Shift Frequency Modulation （PSFM），for high frequency and high power electrostatic precipitator power supply.This method combines the pulse frequency modulation （PFM）with the phase shift pulse width modulation （PS-PWM）to achieve soft switch in the all range of high frequency power supply circuit working.Firstly，this paper describes the system structure and the working mode of the LCC converter in continuous current mode （CCM）are analyzed.Then，this paper focuses on the principle of SPFM，stability analysis and implementation methods.At last，the new control system is simulated by MATLAB software，and the PID controller and fuzzy PID controller are added in order to optimize the control effect.The simulation results show that the new control strategy is reasonable and effective，and can be used to guide the research of the high frequency power supply system.

pulse shift frequency modulation；MATLAB；fuzzy PID

TM919

：A

：1674－6236（2017）14-0063-05

2016-09-23稿件編號(hào)：201609212

江蘇省科技支撐計(jì)劃項(xiàng)目（BE2012146）；鎮(zhèn)江市重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃項(xiàng)目（GY201503）

申兆豐（1987—），男，遼寧海城人，碩士研究生。研究方向：智能電氣與系統(tǒng)、現(xiàn)代綜合測(cè)控技術(shù)。