井下聲波通信系統(tǒng)中的同步解調(diào)方法

余浩 余厚全

（長(zhǎng)江大學(xué)電子信息學(xué)院，湖北 荊州 434023）

井下聲波通信系統(tǒng)中的同步解調(diào)方法

余浩 余厚全

（長(zhǎng)江大學(xué)電子信息學(xué)院，湖北 荊州 434023）

為滿足油田智能化開(kāi)采應(yīng)用中數(shù)據(jù)長(zhǎng)期監(jiān)測(cè)的需求，對(duì)井下數(shù)據(jù)的聲波耦合提取進(jìn)行研究；分析聲波傳輸過(guò)程中可能出現(xiàn)的信號(hào)畸變問(wèn)題，針對(duì)信號(hào)幅度的不規(guī)則起伏采取三值包絡(luò)分層解調(diào)方法，設(shè)計(jì)基于采樣點(diǎn)分組與相關(guān)檢測(cè)的位同步提取算法，開(kāi)發(fā)相應(yīng)的同步解調(diào)軟件。結(jié)果表明，該算法復(fù)雜度低，易于實(shí)現(xiàn)，適用于傳輸速率不高于2kbit/s的數(shù)傳系統(tǒng)。

聲波通信；包絡(luò)分層；位同步

近十年來(lái)，智能完井技術(shù)發(fā)展迅猛，是未來(lái)油田智能化開(kāi)采的發(fā)展方向［1］。目前，國(guó)外成熟的智能完井系統(tǒng)廣泛采用有線方式進(jìn)行井下儀器控制與數(shù)據(jù)傳輸［2］。然而，傳統(tǒng)的有線傳輸存在影響正常采油過(guò)程，長(zhǎng)期磨損導(dǎo)致電纜斷裂需不定時(shí)更換等缺點(diǎn)，因此提出了井下測(cè)井儀器的無(wú)線控制與數(shù)據(jù)傳輸?shù)男枨?。在泥漿脈沖、電磁波、聲波3種無(wú)線傳輸方式中，聲波因其衰減相對(duì)較小，且對(duì)傳輸介質(zhì)無(wú)特殊要求等優(yōu)點(diǎn)，受到廣泛關(guān)注。已有學(xué)者［3，4］分別就測(cè)井儀器的數(shù)據(jù)上傳以及地面系統(tǒng)對(duì)井下儀器的控制進(jìn)行了分析研究，并取得了一定的成果。然而，目前尚處在實(shí)驗(yàn)階段，還未在實(shí)際生產(chǎn)中投入使用。通過(guò)聲波耦合實(shí)現(xiàn)測(cè)井?dāng)?shù)據(jù)的提取，其難點(diǎn)在于：井下液體處于高溫、高壓的狀態(tài)，通信的介質(zhì)是狹窄管道中的井液介質(zhì)，聲波信號(hào)在傳播過(guò)程中幅度和相位會(huì)發(fā)生畸變，給同步解調(diào)帶來(lái)很大的困難。針對(duì)上述問(wèn)題，本文在分析常用解調(diào)方式的基礎(chǔ)上提出了一種針對(duì)2FSK調(diào)制的同步解調(diào)方法，并設(shè)計(jì)了相應(yīng)的解調(diào)程序?qū)λ惴ㄟM(jìn)行了實(shí)現(xiàn)，最后進(jìn)行了收發(fā)數(shù)據(jù)的試驗(yàn)，驗(yàn)證了該同步解調(diào)方法的可靠性。

1 井下聲波通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

井下井液中聲波通信系統(tǒng)的框圖如圖1所示。待發(fā)送的數(shù)據(jù)通過(guò)信源編碼與調(diào)制得到適合在信道對(duì)應(yīng)頻段上傳輸?shù)男盘?hào)，經(jīng)過(guò)濾波放大后激發(fā)聲波換能器，將電信號(hào)轉(zhuǎn)換成聲波信號(hào)在油管內(nèi)傳輸。接收端換能器將聲波信號(hào)轉(zhuǎn)換成電信號(hào)，經(jīng)過(guò)低噪聲放大、解調(diào)、信源解碼，最后還原出原始的信息。

圖1 井下井液聲波通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

在數(shù)字通帶通信中，2FSK調(diào)制具有抗干擾性強(qiáng)的特點(diǎn)。相對(duì)于2ASK和2PSK而言，受信道幅度畸變與相位畸變的影響要小，因此在井下聲波通信系統(tǒng)中采用2FSK調(diào)制方式。同時(shí)，由于井下空間狹小、環(huán)境惡劣［5］，為了減小硬件電路體積，提高系統(tǒng)可靠性，采用了全數(shù)字接收方案，以軟件方式實(shí)現(xiàn)同步解調(diào)功能。

2 三值包絡(luò)分層解調(diào)

常用的2FSK解調(diào)方法有相干與非相干兩種。由于接收信號(hào)存在較大干擾，相干解調(diào)難以提取載波，非相干解調(diào)又難以從邊沿提取出準(zhǔn)確的位同步時(shí)鐘。因此，針對(duì)井下聲波通信系統(tǒng)采用了三值包絡(luò)分層解調(diào)方法。

一般的包絡(luò)分層解調(diào)是由2FSK過(guò)零檢測(cè)法推廣出的一種通用解調(diào)方法［6］。將接收到的調(diào)制信號(hào)進(jìn)行包絡(luò)分層變換，得到重新量化后的數(shù)字序列，通過(guò)分析該序列中數(shù)值的變化情況就可以實(shí)現(xiàn)解調(diào)。圖2是采用二值包絡(luò)分層變換進(jìn)行2FSK解調(diào)的原理圖。

將已調(diào)信號(hào)均值C附近的信號(hào)值定義為“0”，其余信號(hào)值定義為“1”，得到僅包含“0”和“1”的數(shù)字序列。通過(guò)一個(gè)碼元時(shí)間Ts內(nèi)，數(shù)字序列中“0”和“1”的變化次數(shù)的多少，可以判斷該區(qū)間載波頻率的高低，從而實(shí)現(xiàn)解調(diào)。

圖2 2FSK信號(hào)包絡(luò)分層變換

然而在實(shí)際應(yīng)用時(shí)，二值包絡(luò)分層存在以下問(wèn)題。一是采用數(shù)字解調(diào)時(shí)，首先要對(duì)接收到的已調(diào)信號(hào)采樣，理論上采樣率應(yīng)盡可能高以反映原始信號(hào)的信息，但由于硬件限制，采樣率不可能無(wú)限增加。在有限的采樣率下，采樣點(diǎn)相位選取的不同，使得相鄰采樣點(diǎn)可能分布在“0”值門(mén)限的兩側(cè)，由于前后兩次的量化值相同，導(dǎo)致實(shí)際檢測(cè)到的邊沿個(gè)數(shù)偏少，使得兩種頻率之間的差異變小，不利于區(qū)分不同的頻率。二是已調(diào)信號(hào)從一個(gè)頻率變換到另一個(gè)頻率時(shí)（如圖3中通道1所示的波形），接收端信號(hào)（如圖3中通道3所示的波形）不會(huì)立即改變成相應(yīng)頻率，信號(hào)的幅度經(jīng)歷起伏的過(guò)程逐漸過(guò)渡到另一個(gè)頻率，信號(hào)的幅值發(fā)生漂移，固定包絡(luò)門(mén)限的方法不再可行。為了解決以上問(wèn)題，采用了三值包絡(luò)分層解調(diào)，并提出了采樣點(diǎn)分組檢測(cè)均值的方法。

三值包絡(luò)分層變換如圖4所示。在信號(hào)頻率與采樣率已知的條件下，信號(hào)一個(gè)周期內(nèi)的采樣點(diǎn)數(shù)是一定的，故按照信號(hào)的周期分組，先計(jì)算一個(gè)周期內(nèi)采樣點(diǎn)的即時(shí)均值：

式（1）中，N為2FSK中頻率較低的信號(hào)一個(gè)周期內(nèi)的采樣點(diǎn)數(shù)；S（k）為原始信號(hào)的采樣序列。將整段信號(hào)的均值改為一個(gè)周期內(nèi)的即時(shí)均值能夠克服信號(hào)幅值漂移對(duì)包絡(luò)門(mén)限的影響。

圖3 換能器激發(fā)與接收波形

圖4 2FSK信號(hào)三值包絡(luò)分層變換

將采樣點(diǎn)中落在［C-ΔC，C+ΔC］范圍內(nèi)的信號(hào)值定義為“0”，大于C+ΔC的信號(hào)值定義為“1”，小于C-ΔC的信號(hào)值定義為“-1”，得到一個(gè)只包含“0”和“±1”的數(shù)字序列X（k）：

式（3）中，A為一個(gè)周期內(nèi)載波信號(hào)的幅值，CNR為調(diào)制信號(hào)的載噪比。

采用三值包絡(luò)分層解調(diào)，可以在有限采樣率的情況下，根據(jù)數(shù)字序列X（k）中“0”與“±1”之間變化次數(shù)的多少，將兩種不同的頻率區(qū)分開(kāi)來(lái)。當(dāng)相鄰兩次采樣值分別大于C+ΔC、小于C-ΔC時(shí)，經(jīng)過(guò)三值包絡(luò)分層變換，前后兩次的量化值為“1”與“-1”，檢測(cè)到數(shù)字序列X（k）的變化次數(shù)沒(méi)有產(chǎn)生偏差，能夠準(zhǔn)確地判定信號(hào)的頻率。

3 位同步檢測(cè)

假設(shè)碼元速率f碼與載波頻率f1、f2之間滿足如下關(guān)系：采樣率fs與碼元速率f碼滿足：

在一個(gè)碼元周期內(nèi)，頻率為f1的載波信號(hào)持續(xù)n個(gè)周期，每個(gè)載波周期采樣點(diǎn)數(shù)為m；頻率為f2的載波信號(hào)持續(xù)2n個(gè)周期，每2個(gè)載波周期采樣點(diǎn)數(shù)為m。按照每m個(gè)采樣點(diǎn)分為一組，每個(gè)碼元由n組采樣點(diǎn)組成。包絡(luò)分層后每組對(duì)應(yīng)頻率f1或f2，用“A”表示f1，“B”表示f2，如圖5所示。位同步定時(shí)為連續(xù)n個(gè)A碼組（或B碼組）與連續(xù)n個(gè)B碼組（或A碼組）的分界點(diǎn)，即將分界點(diǎn)后連續(xù)n個(gè)碼組劃為一個(gè)碼元。

圖5 三值包絡(luò)分層變換后得到碼組序列

圖6是碼組檢測(cè)的流程圖。假設(shè)一長(zhǎng)度為m的碼組檢測(cè)窗。先統(tǒng)計(jì)當(dāng)前窗內(nèi)m個(gè)采樣點(diǎn)的均值，根據(jù)ΔC三值包絡(luò)分層得到數(shù)字序列。①若當(dāng)前窗內(nèi)數(shù)字序列的邊沿個(gè)數(shù)為P，則輸出碼組A，檢測(cè)窗后移m位，進(jìn)行下一次檢測(cè)；②若當(dāng)前窗內(nèi)數(shù)字序列的邊沿個(gè)數(shù)為2P，則輸出碼組B，檢測(cè)窗后移m位，進(jìn)行下一次檢測(cè)；③若不滿足以上兩種情況，則檢測(cè)窗后移一位，進(jìn)行下一次檢測(cè)。如此循環(huán)，直到滿足①或②，識(shí)別出A碼組或B碼組。

圖6 碼組檢測(cè)流程圖

碼組變換完成后，需要從碼組序列中提取位同步時(shí)鐘。理想情況下，一個(gè)碼元應(yīng)包含n個(gè)碼組。然而在實(shí)際通信系統(tǒng)中，收發(fā)雙方的頻率存在一定偏差，導(dǎo)致一個(gè)碼元周期內(nèi)的碼組個(gè)數(shù)不為n，因此實(shí)際位同步標(biāo)志相對(duì)于理想情況會(huì)出現(xiàn)超前或滯后的現(xiàn)象。由于收發(fā)換能器的位置固定，相對(duì)運(yùn)動(dòng)的速度較慢，由多普勒效應(yīng)產(chǎn)生的頻偏可以忽略不計(jì)。頻率的偏差主要來(lái)源于兩方面：①本通信系統(tǒng)是一個(gè)典型的異步通信系統(tǒng)，當(dāng)采用晶振作為系統(tǒng)時(shí)鐘時(shí)，收發(fā)兩端各自獨(dú)立的晶振誤差必將導(dǎo)致頻率的偏差；②碼元速率由晶振分頻產(chǎn)生，若實(shí)際分頻系數(shù)不是整數(shù)，則對(duì)其取整時(shí)會(huì)使碼元速率產(chǎn)生誤差。為了消除頻偏對(duì)同步解調(diào)帶來(lái)的影響，提出了如下位同步提取算法。

由前文可知，連續(xù)n個(gè)A碼組（或B碼組）與連續(xù)n個(gè)B碼組（或A碼組）的分界點(diǎn)即為位同步定時(shí)。位同步檢測(cè)的流程圖如圖7所示，其中AB序列表示連續(xù)n個(gè)A碼組與連續(xù)n個(gè)B碼組組成的序列，BA序列表示連續(xù)n個(gè)B碼組與連續(xù)n個(gè)A碼組組成的序列。在長(zhǎng)度為2n的位同步檢測(cè)窗內(nèi)，當(dāng)2n個(gè)被檢測(cè)碼組和AB序列或BA序列相關(guān)值達(dá)到峰值時(shí)，即檢測(cè)到位同步定時(shí)。由于頻移誤差的存在，當(dāng)位同步標(biāo)志滯后檢測(cè)窗時(shí)，可通過(guò)檢測(cè)窗不斷向后移位提取出位同步；當(dāng)位同步標(biāo)志超前檢測(cè)窗時(shí)，會(huì)導(dǎo)致位同步漏檢，造成失步，因此，在上一次位同步完成后，檢測(cè)窗后移2n-k位，保證下一個(gè)位同步標(biāo)志剛好位于檢測(cè)窗內(nèi)或滯后檢測(cè)窗，不會(huì)造成漏檢。

圖7 位同步檢測(cè)流程圖

4 試驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證包絡(luò)解調(diào)與同步提取算法的性能，進(jìn)行了數(shù)據(jù)收發(fā)試驗(yàn)。設(shè)計(jì)了5批不同的碼元樣本，碼元速率為580bit/s，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行數(shù)據(jù)采集，平均時(shí)間為3min，解調(diào)出碼元的結(jié)果如表1所示。從表1可以看出，在580bit/s的碼元速率下，接收機(jī)能很好地實(shí)現(xiàn)碼元同步與數(shù)據(jù)解調(diào)，基本沒(méi)有出現(xiàn)誤碼的情況。

表1 5批不同樣本解調(diào)結(jié)果

當(dāng)為了進(jìn)一步測(cè)試碼元速率高于580bit/s時(shí)系統(tǒng)同步解調(diào)的效果，在碼元樣本與采樣時(shí)間不變的前提下，提高碼元速率，重復(fù)多次進(jìn)行數(shù)據(jù)的收發(fā)測(cè)試，得到誤碼率與碼元速率的關(guān)系曲線，如圖8所示。

圖8 誤碼率與碼元速率關(guān)系曲線

從圖8得知，碼元速率小于2 000bit/s時(shí)，誤碼率低于10%，同步解調(diào)保持良好的性能；當(dāng)碼元速率超過(guò)2 000bit/s，誤碼率迅速上升，解調(diào)性能急劇下降。前半段解調(diào)結(jié)果良好的原因是碼元速率較慢，碼元周期內(nèi)大部分時(shí)間信號(hào)的頻率較為穩(wěn)定；而后半段解調(diào)性能低下的原因在于碼元周期縮短，當(dāng)載波頻率發(fā)生變化時(shí)，信號(hào)幅度的起伏過(guò)程占據(jù)碼元周期的大部分時(shí)間，導(dǎo)致單個(gè)碼元內(nèi)信號(hào)的頻率產(chǎn)生波動(dòng)，嚴(yán)重影響解調(diào)性能。

5 結(jié)語(yǔ)

本文針對(duì)聲波在油管傳播過(guò)程中信號(hào)的畸變，對(duì)井下聲波通信系統(tǒng)中同步解調(diào)帶來(lái)的影響進(jìn)行了分析與研究。采用了2FSK調(diào)制方式與全數(shù)字接收機(jī)，提出了三值包絡(luò)分層解調(diào)方案，設(shè)計(jì)了采樣點(diǎn)分組機(jī)制獲取碼組信息，并通過(guò)相關(guān)檢測(cè)的方法提取碼組序列中的位同步定時(shí)。結(jié)果表明：①三值包絡(luò)分層解調(diào)方法簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)，無(wú)需恢復(fù)本地載波；②計(jì)算分組采樣點(diǎn)均值能夠解決固定包絡(luò)門(mén)限無(wú)法應(yīng)對(duì)接收信號(hào)幅值漂移的問(wèn)題；③采用相關(guān)檢測(cè)的方法提取位同步定時(shí)，減小了虛檢與漏檢的概率，當(dāng)通信速率低于2 000bit/s時(shí)，解調(diào)系統(tǒng)能穩(wěn)定正常地工作；④該算法的不足之處在于通信速率進(jìn)一步提高時(shí)，需解決載波信號(hào)疊加帶來(lái)的碼間干擾問(wèn)題。

［1］王兆會(huì)，曲從鋒，袁進(jìn)平.智能完井系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)分析［J］.石油鉆采工藝，2009（5）：1-4.

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［3］王燕嵩，吳世仝，王鳳清，等.油井聲波無(wú)線通訊技術(shù)研究［J］.采油工程，2013（2）：1-4.

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Synchronization and Demodulation Scheme in Downhole Acoustic Communication System

Yu HaoYu Houquan
（Electronics&Information School，Yangtze University，Jingzhou Hubei 434023）

To meet the demand of long-time data monitoring in intelligent exploitation of oil field,the downhole acoustic communication was studied.The research was mainly about the signal distortion during acoustic transmission.For the irregular fluctuation of signal amplitude,the solution included three-envelope-layering and bit synchronization extraction algorithm based on sample points grouping and correlation detection.Lastly,the corresponding demodulation software was developed.The result of experiment showed that the algorithm had advantage of low complexity,easy implementation and was suitable for data transmission system whose rate was not higher than 2 kbit/s.

acoustic communication；envelope-layering；bit synchronization

TN915.05；TN914

A

1003-5168（2017）05-0026-04

2017-04-17

余浩（1992-），男，碩士，研究方向：水聲通信。