電動汽車充電機前級整流系統(tǒng)控制研究

尹軍，黨超亮，劉朝陽，王穎

（1.西安理工大學自動化學院陜西 西安 710048；2.北京朗晟開關設備有限公司 北京 100076）

電動汽車充電機前級整流系統(tǒng)控制研究

尹軍1，黨超亮1，劉朝陽2，王穎2

（1.西安理工大學自動化學院陜西 西安 710048；2.北京朗晟開關設備有限公司 北京 100076）

隨著大數(shù)據(jù)時代與電動汽車的快速發(fā)展，對安全可靠的高壓直流供電系統(tǒng)的需求日益迫切。在簡要分析三相橋式電路的基礎上，針對傳統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)采用單PI控制時難以實現(xiàn)對交流信號無靜差跟蹤且難以抑制網(wǎng)側(cè)電壓諧波污染等問題，分別設計采用了引入電壓前饋的多重QPR控制策略與重復控制抑制網(wǎng)側(cè)電流諧波并提升整機效率，給出了詳細的理論分析與參數(shù)設計方案。為進一步驗證文中控制策略的有效性，構(gòu)建了完整的仿真模型與樣機平臺。結(jié)果表明：設計采用的控制策略性能良好，有效降低了網(wǎng)側(cè)諧波污染，便于數(shù)字實現(xiàn)，且系統(tǒng)動態(tài)性能良好，具有較強的工程指導意義。

并網(wǎng)整流器；準比例諧振；重復控制；諧波抑制；單位功率因數(shù)

隨著大數(shù)據(jù)時代、電動汽車、直流微網(wǎng)的快速發(fā)展，現(xiàn)代工業(yè)對于安全可靠的大功率充電設備的需求日益迫切［1-3］，然而傳統(tǒng)的低壓供電系統(tǒng)與不間斷式UPS在系統(tǒng)安全性、效率與成本方面越來越難以滿足現(xiàn)代生產(chǎn)需要。高壓直流供電裝置通常由前級整流裝置與后級DC-DC組合而成，前級整流系統(tǒng)控制性能的優(yōu)劣直接影響到整機效率［4-5］。目前前級常用的有三電平NPC整流與全橋整流系統(tǒng)，三電平NPC整流器控制較為復雜且存在中點平衡等問題，因此文中選用三相橋式整流電路。

文獻［6］提出并采用了三相PWM整流器的無源控制策略，然而這種控制方案網(wǎng)側(cè)諧波含量較大且控制器設計復雜；文獻［7］構(gòu)建了基于PI與重復控制策略的三電平PWM整流系統(tǒng)，然而文中仍缺乏詳細的理論分析與實驗驗證；文獻［8］構(gòu)建了基于模型預測的三相整流器控制，然而模型預測算法對于處理器的性能要求較高，且由于計算與控制延時所帶來的不利影響對網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量提出了較大挑戰(zhàn)，因此目前在實際應用中仍有一定局限。此外目前常用的基于dq解耦的并網(wǎng)整流器控制策略，在低頻時耦合項的影響難以忽略，即dq并非完全解耦，低頻帶耦合項的影響較容易導致系統(tǒng)超調(diào)且難以抑制網(wǎng)側(cè)電壓諧波污染［1］。

除了上述傳統(tǒng)的控制策略外，大量的非線性控制方法也被廣泛應用［9］，然而在進行實際系統(tǒng)設計時，由于開關器件死區(qū)影響、電網(wǎng)電壓擾動等因素，往往導致交流網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量惡化，如何進一步提升網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量具有重要意義。

文中在詳細分析橋式電路工作機理的基礎上，構(gòu)建了完整的三相橋式PWM并網(wǎng)整流側(cè)仿真模型與樣機平臺，其中電流內(nèi)環(huán)分別采用QPR與重復控制策略，并進行了仿真分析與實驗驗證。文中給出了詳細的理論分析與控制系統(tǒng)設計原則，構(gòu)建了完整的系統(tǒng)仿真；在理論分析的基礎上構(gòu)建了完整的實驗樣機模型并進行了實驗分析。結(jié)果表明文中提出并采用的控制策略控制性能良好，可有效改善電流波形、降低電流諧波，同時動靜態(tài)特性優(yōu)良。

1 三相橋式整流器數(shù)學模型

文中采用的三相三電平PWM整流器的電路拓撲如圖1所示。

圖1 三相PWM整流器拓撲Fig.1 Circuit of three-phase PWM rectifier

圖1中，usa，usb，usc分別為三相交流輸入電網(wǎng)電壓，Lm（m=a，b，c）為抑制高次諧波的升壓電感，Rn（n=a，b，c）為升壓電感的等值內(nèi)阻，VT1～VT6為由MOSFET管構(gòu)成的橋式開關管，C為直流側(cè)儲能電容；R為系統(tǒng)負載［10-11］。

假設電路中開關管均為理想器件，整流器開關函數(shù)分別為Sa，Sb，Sc，根據(jù)電路拓撲可知，abc三相坐標下三相VSR整流器數(shù)學模型可表示為

2 控制策略

文中設計并采用電壓PI外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)，其中電壓外環(huán)PI控制一方面穩(wěn)定直流側(cè)的電壓，另一方面實現(xiàn)單位功率因數(shù)控制。對于三相交流對稱系統(tǒng)，只考慮交流基波分量時，電流給定參考信號均為交流分量，采用傳統(tǒng)的PI控制難以實現(xiàn)無靜差跟蹤，文中設計采用了多重QPR控制策略，其中電流內(nèi)環(huán)通過調(diào)節(jié)電感電流，實時跟隨輸入電壓的波形變化，確保網(wǎng)側(cè)交流電流動態(tài)跟蹤的快速性。雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。

圖2 控制系統(tǒng)原理框圖Fig.2 Principle block diagram of control system

圖2中，直流電壓外環(huán)采用PI控制維持直流電壓穩(wěn)定，電壓外環(huán)輸出經(jīng)過鎖相作為網(wǎng)側(cè)電流給定Iref，電流內(nèi)環(huán)經(jīng)過QPR調(diào)節(jié)實現(xiàn)對三相交流參考電流的實時跟蹤，QPR輸出信號與載波Um比較得到開關函數(shù)信號。其中電壓外環(huán)PI控制器用來穩(wěn)定直流側(cè)輸出電壓，使其快速跟隨參考電壓Uoref，電壓外環(huán)PI控制器的輸出決定了輸入電流的均方根值。

2.1 電流內(nèi)環(huán)參數(shù)設計

控制器參數(shù)的合理選擇對于性能指標非常重要，為使系統(tǒng)具有良好的動態(tài)與穩(wěn)態(tài)性能，結(jié)合系統(tǒng)數(shù)學模型給出QPR控制器參數(shù)設計的一般規(guī)律。

采用的準比例諧振（QPR）控制器表達式為

式中：ω0為諧振頻率；ωc為截止頻率；Kp為比例增益；KR為積分增益。

其伯德圖如圖3所示。

圖3 QPR與PR控制器波特圖Fig.3 The bode of QPR and PR controller

從圖3可以看出，準比例諧振控制器既能保持PR控制高增益的優(yōu)點，又增大了帶寬，減小由電網(wǎng)頻率偏移帶來的影響。

采用電壓前饋與QPR復合控制器的電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)框圖如圖4所示。

圖4 電網(wǎng)電壓前饋控制策略框圖Fig.4 The control block diagram of power voltage with feed-forward control

當開關頻率足夠高時，換流器可等效為比例環(huán)節(jié)，此時

從式（3）可以看出，讓ug(s)項趨向于0，即可實現(xiàn)電壓前饋對電壓擾動的抑制。在滿足上述等式后，電流給定信號為

從ix(s)可以看出，加電網(wǎng)電壓前饋策略后，系統(tǒng)特征方程未變，其穩(wěn)定性能與未加電網(wǎng)電壓前饋時一致。

為比較傳統(tǒng)PI與QPR控制策略在跟蹤交流信號的性能，給出采用傳統(tǒng)PI控制時參數(shù)設計原則。

三相PFC的開關頻率為14 kHz，所以選取電流環(huán)的穿越頻率為3 kHz，當補償網(wǎng)絡的零點設在穿越頻率處時，則補償后的電流環(huán)傳遞函數(shù)的相位裕度為45°，考慮到數(shù)字采樣延時，將補償網(wǎng)絡的零點設定在1.5 kHz處。根據(jù)以上條件，可以列出如下方程：

其中，PWM環(huán)節(jié)的作用是調(diào)制出與給定電壓等效的電壓，因此其等效增益Kpwm應取為1；Tpwm為數(shù)字信號采樣及PWM環(huán)節(jié)的等效延時，通常取為開關周期Ts的1.5～3倍。

結(jié)合圖4可得電流內(nèi)環(huán)采用QPR控制時的開環(huán)傳遞函數(shù)表達式為

首先確定比例增益KP，則假設積分增益KR為0，電流內(nèi)環(huán)開環(huán)傳遞可簡寫為

主電路進線電感La=Lb=Lc=1.0 mH；采樣周期Ts為 1/14 000 s。

為比較PI與QPR控制對于交流信號的跟蹤精度，QPR中比例增益與積分增益和PI保持一致，可以得到電流內(nèi)環(huán)在上述不同控制策略下閉環(huán)幅頻特性曲線。

電流內(nèi)環(huán)采用不同策略時，閉環(huán)傳遞函數(shù)幅頻特性曲線如圖5所示。

圖5 電流內(nèi)環(huán)采用不同策略時閉環(huán)傳函幅頻特性曲線Fig.5 The frequency characteristics of the closed?loop transfer function with different control

圖5a、圖5b分別為采用QPR與PI控制時電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)幅頻特性曲線?？梢钥闯觯捎肣PR控制時在基波處增益-0.003 76 dB、相位誤差-0.061 4°，電流內(nèi)環(huán)采用QPR控制器時穩(wěn)態(tài)誤差和相位差較PI更小，且準QPR控制器在基波及各次諧波附近的增益和相位差變化不大，可較好地適應網(wǎng)壓波動。

截止頻率ωc影響PR帶寬，截止頻率參數(shù)的合適選擇可以有效地抑制外部擾動。根據(jù)國標規(guī)定，電網(wǎng)頻率應保持在（50±0.5）Hz，則控制器在49.5 Hz與50.5 Hz處增益應不小于90，即

2.2 電壓外環(huán)參數(shù)設計

圖6為電壓外環(huán)的控制框圖。其中電壓慣性采樣時間常數(shù)為Tev，根據(jù)雙環(huán)控制理論可知，電壓外環(huán)的輸出是網(wǎng)側(cè)電流的峰值，保證直流母線電壓的穩(wěn)定。

圖6 電壓外環(huán)控制簡化框圖Fig.6 Simplify structure of voltage outer loop

由于電流內(nèi)環(huán)的響應遠快于電壓外環(huán)，可用一階慣性環(huán)節(jié)代替。同時忽略負載電流干擾，可得電壓外環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)：

式（11）可轉(zhuǎn)化成1個典型的二階系統(tǒng)進行處理，同時定義電壓的中頻寬度hv為

按照工程最佳的設計方法有：

為保證電壓外環(huán)抗干擾性和跟隨性。電壓外環(huán)的中頻帶寬hv∈［5，10］，可以得到電壓外環(huán)的PI計算公式：

2.3 多重QPR諧波補償

如何進一步抑制甚至消除諧波分量是需重點考慮的問題。為減小甚至消除網(wǎng)側(cè)電流主要存在的5，7，11次諧波，分次諧波并聯(lián)QPR補償器方程為

式中：kni,ωni分別為各次諧波補償積分系數(shù)與截止頻率，n=5，7，11。

圖7為分次諧波補償系統(tǒng)伯德圖。從圖7可以看出，采用QPR控制的諧波補償器只在各自諧振頻率附近產(chǎn)生諧振，其余諧振頻率不產(chǎn)生諧振且各次諧波間影響很小，故電流內(nèi)環(huán)引入分次諧波并聯(lián)QPR補償器可以抑制網(wǎng)側(cè)電流諧波，同時并不會影響基波跟蹤效果。

圖7 多重QPR諧波補償系統(tǒng)伯德圖Fig.7 Bode of parallel QPR compensation.

3 仿真與實驗結(jié)果分析

3.1 仿真結(jié)果分析

為驗證文中控制策略的可行性，在上述理論分析的基礎上構(gòu)建完整的系統(tǒng)仿真模型，其中針對電流內(nèi)環(huán)分別采用多次QPR控制器、PI與比例重復控制策略進行了必要的仿真分析。文中仿真均考慮了網(wǎng)側(cè)電壓諧波污染，為便于觀察，僅給出單相網(wǎng)側(cè)電流波形并將網(wǎng)側(cè)電流量值放大10倍。

系統(tǒng)仿真分析中所涉及的主要參數(shù)為：交流側(cè)輸入電壓AC 380 V（實驗中使用三相調(diào)壓器模擬電網(wǎng)電壓）；交流側(cè)電感1 mH；純阻性負載100 Ω；采樣頻率14 kHz；直流側(cè)給定電壓DC 700 V。

系統(tǒng)仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8 穩(wěn)態(tài)運行時，網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.8 The grid?current waveforms when works in steady state operation

由圖8可以看出，網(wǎng)側(cè)電壓電流實現(xiàn)了單位功率因數(shù)接近1的控制，此時注入電網(wǎng)的無功功率分量為零。

圖9為系統(tǒng)阻性負載突變時網(wǎng)側(cè)輸出波形，可以看到阻性負載突變時三相電流抗擾性良好，可快速達到穩(wěn)態(tài)，直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定，仿真結(jié)果表明系統(tǒng)抗擾性良好，響應快速。

圖9 阻性負載突變時，網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.9 The waveforms of grid-current when the load changes

3.2 實驗結(jié)果分析

為進一步驗證控制策略的正確性，研發(fā)了電動汽車前級PFC整流系統(tǒng)實驗平臺，主控芯片采用TMS320F28335，IGBT驅(qū)動采用MAST5-6A專用驅(qū)動模塊；開關頻率10 kHz，網(wǎng)側(cè)電感1 mH，給定交流輸入電壓100 V，直流輸出電壓200 V時進行了實驗驗證分析，實驗結(jié)果如圖10所示。

圖10 采用文中控制策略時系統(tǒng)輸出波形Fig.10 The output waveforms with the proposed stagey

由圖10可以看出，整流時輸入變流器的電流基本為三相對稱正弦波，電流相位與三相調(diào)壓器的線電壓基本一致，采用文中控制策略后，網(wǎng)測電流波形質(zhì)量得到較大改善，電流THD由6.72%下降至4.72%。而引入重復控制后，電流THD基本與多QPR策略相當，有效降低了控制算法的冗繁性。

圖11為阻性負載突變時直流電壓與網(wǎng)側(cè)電流輸出波形，當阻性負載突變時直流側(cè)電壓脈動小，網(wǎng)側(cè)電流經(jīng)單周期后系統(tǒng)快速達到穩(wěn)定，網(wǎng)側(cè)電壓電流依然呈同相位，魯棒性優(yōu)良，抗擾性良好。

圖11 負載突變時，系統(tǒng)輸出波形Fig.11 The output waveforms when the load changes

4 結(jié)論

在詳細分析三相三線橋式整流器工作原理的基礎上，分別構(gòu)建了電流內(nèi)環(huán)QPR、比例重復控制器，結(jié)合數(shù)學模型給出了詳細的理論分析與參數(shù)設計原則。

仿真與實驗結(jié)果表明：采用文中控制策略的系統(tǒng)抗干擾性強，同時與多重QPR相比，文中重復控制通過對誤差和干擾進行周期性的調(diào)節(jié)和抑制，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)跟蹤精度，在較低的開關頻率及濾波電感下減小輸入電流諧波，控制效果良好，三相輸入電壓電流基本保持同相位，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)，有效提升了系統(tǒng)整體性能，具有良好的工程實用價值。

［1］張崇巍，張興.PWM整流器及其控制［M］.北京：機械工業(yè)出版社，2003.

［2］張東升，張東來，王陶，等.三電平整流器的PFC及中點平衡控制方法［J］.電工技術，2009，24（10）：81-86.

［3］陳州.基于DSP的三相高功率因數(shù)整流器的研究［D］.廣州：廣東工業(yè)大學，2014.

［4］Antoniewicz P，Kazmierkowski M P.Predictive Direct Power Control of Three-phase Boost Rectifier［J］.Bulletin of the Pol?ish Academy of Sciences，2006，54（3）：287-292.

［5］Hadian ASR，徐殿國，郎永強.一種PWM整流器直接功率控制方法［J］.中國電機工程學報，2007，27（25）：78-84.

［6］王久和，黃立培，楊秀媛.三相電壓型PWM整流器的無源性功率控制［J］.中國電機工程學報，2008，28（21）：20-25.

［7］趙濤，王吉虎，黃家才，等.基于PI和重復控制三相并網(wǎng)逆變器的設計［J］.電力電子技術，2015，49（1）：20-22.

［8］鄭征，張子偉.基于預測控制的PWM整流器控制策略研究［J］.電力電子技術，2015，49（6）：29-32.

［9］苑曉壺，荊龍，梁建鋼，等.無電網(wǎng)電壓傳感器的三相PWM整流器控制［J］.電力電子技術，2015，49（1）：20-22.

［10］Mojgan Hojabri，Abu Zaharin Ahmad，Arash Toudeshki，et al.New Current Control Concept-minimum Time Current Control in the Three-phase PWM Converter［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，1997，12（1）：124-131.

［11］Cheng K W E，Wang H Y，Stanton D.Adaptive Directive Neu?ral Network Control for Three-phase AC/DC PWM Converter［J］.IEEE Proceedings Electric Power Applications，2001，148（5）：425-430.

Control Research of Electric Vehicle Charging Station Front?end Rectifier System

YIN Jun1，DANG Chaoliang1，LIU Zhaoyang2，WANG Ying2
（1.The School of Automation and Information Engineering，Xi’an University of Technology，Xi’an 710048，Shaanxi，China；2.Beijing Langsheng Electronic Equipment Co.，Ltd.，Beijing 100076，China）

With the fast development of communications，electric vehicle（EV）charging station and computer industry，the demand for safe and reliable operation of power supply system is becoming more and more urgent.On the basis of the working principle analysis of three-phase PWM grid rectifier，the traditional PI control strategy can only realize tracking DC signal with no difference，but it has major drawbacks in AC signal and is hard to restrain the grid current harmonic pollution.PI repetitive compound control and multi-QPR harmonic controllers in the current inner loop were adopted to effectively reduce the harmonic pollution and improve the whole efficiency，theoretical analysis was detailed and design were given out.To test and verify the feasibility of the control strategy，complete simulation model and experimental platform were further built.The experimental results show that the design and the control strategy can effectively improve the system performance，the input current THD get improved significantly，the control strategy is simple and easy realized in the digital control，provides an important reference for the design of PWM grid-connected rectifier.

grid-connected rectifier；quasi proportion resonant controller；repetitive compound control；harmonic suppression；unitpowerfactor

TM315

A

10.19457/j.1001-2095.20170611

2016-04-29

修改稿日期：2016-09-19

尹軍（1978-）男，講師，Email：yyinjun@xaut.edu.cn