新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z源交交變換器

房緒鵬，徐飛，許玉林，李昊舒

（山東科技大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，山東 青島 266590）

新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z源交交變換器

房緒鵬，徐飛，許玉林，李昊舒

（山東科技大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，山東 青島 266590）

提出了新型級(jí)聯(lián)升壓準(zhǔn)阻抗源AC-AC變換器的電路拓?fù)?，分析了電路的基本結(jié)構(gòu)和工作原理。這種電路拓?fù)淇梢耘c原始準(zhǔn)Z源制定相同的調(diào)制方法進(jìn)行操作，而且僅比原始準(zhǔn)Z源的有源開關(guān)數(shù)量多2個(gè)。采用脈沖寬度調(diào)制法對(duì)電路進(jìn)行控制從而改變輸出電壓，利用電感伏秒特性，用Matlab/Simulink對(duì)電路仿真，最后在仿真結(jié)果的基礎(chǔ)上用TMS320F2812搭建出實(shí)驗(yàn)電路，實(shí)驗(yàn)結(jié)果和仿真結(jié)果共同驗(yàn)證了電路結(jié)構(gòu)的可靠性和正確性。

準(zhǔn)阻抗源；新型AC-AC變換器；級(jí)聯(lián)升壓；伏秒平衡；緩沖寬度調(diào)制

近年來，準(zhǔn)阻抗源電路拓?fù)湓谠S多升降壓變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中得到普及［1-3］。理論上，準(zhǔn)Z源電路可產(chǎn)生無限增益，但由于寄生元件的影響這是無法實(shí)現(xiàn)的，直通占空比和調(diào)制系數(shù)互相影響，從而限制了輸出電壓［4-5］。增加升壓因子會(huì)影響調(diào)制系數(shù)，會(huì)使在調(diào)制系數(shù)較低時(shí)的輸出電能質(zhì)量變差［6-7］。并且，由于輸出電壓的脈動(dòng)特性，開關(guān)管上的電壓應(yīng)力會(huì)變大［8-10］。因此在升壓要求很高的場合傳統(tǒng)的準(zhǔn)Z源交流變換器不適用。

不像DC-DC變換器，在大幅度提升準(zhǔn)Z源AC-AC變換器增益方面的研究還相對(duì)較少［11-13］。但是，在很多情況下需要很高的電壓增益，就要求電源和負(fù)載之間的交流電源轉(zhuǎn)換器具有較大的升壓比［14］，這種情況往往不能用單個(gè)準(zhǔn)Z源來實(shí)現(xiàn)。

根據(jù)文獻(xiàn)［15］在準(zhǔn)Z源變換器的基礎(chǔ)上提出并深入分析了一種新型級(jí)聯(lián)升壓準(zhǔn)阻抗源變換器。這類變換器既保留了傳統(tǒng)準(zhǔn)Z源交流變換器電路拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)，可以用與傳統(tǒng)準(zhǔn)阻抗源拓?fù)湎嗤目刂撇呗?，同時(shí)還增大了電壓增益，降低功率開關(guān)和阻抗源網(wǎng)絡(luò)中儲(chǔ)能電容的電壓應(yīng)力。文章介紹了新型電壓型準(zhǔn)阻抗源交流變換器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分析了工作原理，通過仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析。

1 新型準(zhǔn)阻抗源交流調(diào)壓器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

新型準(zhǔn)Z源AC-AC變換器的電路拓?fù)淙鐖D1所示，將準(zhǔn)阻抗源進(jìn)行級(jí)聯(lián)，組成大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)替換原始準(zhǔn)阻抗源所在的位置，大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)由3個(gè)儲(chǔ)能電感，3對(duì)全控型開關(guān)，4個(gè)電容組成，全控型開關(guān)由電力MOSFET/IGBT和反并聯(lián)二極管面對(duì)面進(jìn)行串聯(lián)組成雙向開關(guān)。該拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)是在相同的開關(guān)管占空比下有更高的輸出電壓，并且減小了器件的電壓應(yīng)力，因?yàn)镸OSFET/IGBT通態(tài)電阻較小，從而提高了電路的工作效率。

圖1 新型準(zhǔn)阻抗源AC-AC電路Fig.1 Novel quasi-Z-source AC-AC converter

2 新型準(zhǔn)阻抗源交流調(diào)壓器的工作狀態(tài)分析

圖1所示的新型準(zhǔn)阻抗源交流變換電路將S3看做一大組開關(guān)，作為主開關(guān)，S1和S2看做一大組開關(guān)，作為輔助開關(guān)，用互補(bǔ)的PWM信號(hào)對(duì)2大組開關(guān)進(jìn)行控制，1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)2大組功率開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通。因?yàn)殚_關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于輸入電源的頻率，所以電路在1個(gè)工作周期內(nèi)的輸入電壓可看做直流進(jìn)行分析。新型準(zhǔn)Z源AC-AC變換器的工作分析如下：

工作模式1，如圖2a所示。主開關(guān)S3導(dǎo)通，開關(guān)S1和S2同時(shí)關(guān)斷，電源和新型準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)中的電容給電感充電，Lf給負(fù)載供電，圖中箭頭為器件中的電流方向。

工作模式2，如圖2b所示。所有開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)和狀態(tài)1中的狀態(tài)相同，只是濾波電感中電流的流向會(huì)發(fā)生改變，濾波電感中的電流遞減到0時(shí)濾波電容向?yàn)V波電感充電，大升壓比準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電感中的電流反向增加。

工作模式3，如圖2c所示。主開關(guān)S3關(guān)斷，S1和S2同時(shí)導(dǎo)通，此時(shí)如果濾波電感中的電流反向，大升壓比準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)會(huì)由濾波電感反饋電能，電源和大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)中的電感會(huì)給電容充電，同時(shí)負(fù)載會(huì)由Ui，L1，L2，L3同時(shí)供電。

工作模式4，如圖2d所示。開關(guān)管的狀態(tài)和狀態(tài)3中的狀態(tài)相同，濾波電感中的電流正向流動(dòng)，電源和大升壓比中的電感給負(fù)載供電，L1，L2，L3中的電流將會(huì)遞減。

工作模式5，如圖2e所示。大升壓比準(zhǔn)阻抗源網(wǎng)絡(luò)電感中流動(dòng)的電流遞減到與濾波電感中流過的電流相等時(shí)，大升壓比準(zhǔn)阻抗源網(wǎng)絡(luò)中的電容向負(fù)載提供電能。

圖2 準(zhǔn)阻抗源AC-AC變換器的5種工作模式Fig.2 The five operate states of the quasi-Z-source AC-AC converter

圖3所示為準(zhǔn)阻抗源AC-AC變換器電路拓?fù)湓谳斎腚妷簽?0 V時(shí)的電容電壓波形。

圖3 準(zhǔn)阻抗源AC-AC變換器的電容電壓波形Fig.3 Capacitor voltage waveform of the quasi-Z-source AC-AC converter

圖4所示為準(zhǔn)阻抗源AC-AC變換器電路拓?fù)湓谳斎腚妷簽?0 V時(shí)的電感電流波形。

圖4 準(zhǔn)阻抗源AC-AC變換器的電感電流波形Fig.4 Inductor current waveform of the quasi-Z-source AC-AC converter

總體而言，電路拓?fù)涞?種工作模式是在2大組開關(guān)互補(bǔ)導(dǎo)通的條件下成立的，并且當(dāng)2大組開關(guān)狀態(tài)相同時(shí)，回路中有相同的電壓關(guān)系。所以，電路拓?fù)淇傮w上可分為模式1和模式4為基本工作狀態(tài)的2種工作模式。因此電容兩端的電壓在1個(gè)工作周期中有2種狀態(tài)，如圖5所示。

圖5 D=0.2時(shí)不同工作模式下的電容電壓波形Fig.5 Capacitor voltage waveform of different operating modes when D=0.2

圖5中，工作模式1和模式2對(duì)應(yīng)電容電壓的下降過程，工作模式3到工作模式5對(duì)應(yīng)電容電壓的上升過程。

電感和電容的能量是互補(bǔ)的，所以在1個(gè)完整的工作狀態(tài)中，電感中的電流也有2種狀態(tài)，如圖6所示。

圖6 D=0.2不同工作模式下的電感電流波形Fig.6 Inductor current waveform of different operating modes when D=0.2

圖6中，工作模式1和工作模式2對(duì)應(yīng)電感電流的上升過程，工作模式3到工作模式5對(duì)應(yīng)電感電流的下降過程。

3 升壓比計(jì)算

在模式1和模式2中時(shí)，可得：

在模式3到模式5中時(shí)，可得：

令D為S3開通的占空比，T為開關(guān)周期，DT為主開關(guān)S3的導(dǎo)通時(shí)間，（1-D）T為輔助開關(guān)S1和S2同時(shí)導(dǎo)通的時(shí)間。

為了保證準(zhǔn)阻抗源網(wǎng)絡(luò)電感在1個(gè)周期內(nèi)電流增量為零，需要符合伏秒平衡原理［6］：

由上面等式可以得到：

可推導(dǎo)出電容器電壓和Ui有如下關(guān)系：

對(duì)于濾波電感Lf，由伏秒平衡原理得：

其中，UL3=-UC4，最后可得輸入和輸出的電壓關(guān)系如下：

新型準(zhǔn)Z源交流調(diào)壓器與傳統(tǒng)準(zhǔn)Z源交流調(diào)壓器升壓能力對(duì)比關(guān)系如圖7所示。

圖7 升壓能力對(duì)比Fig.7 Boost capability contrast

圖7中，B為升壓因子，D為直通占空比。由對(duì)比圖可知，新型準(zhǔn)Z源交流調(diào)壓器在有相同占空比的情況下具有更強(qiáng)的升壓能力。

4 仿真驗(yàn)證

在Matlab/Simulink下給出系統(tǒng)仿真結(jié)果，仿真參數(shù)為：L1=L2=L3=100μH，C1=C2=C3=C4=47μF，Lf=1 mH，Cf=50 μF，R=10 Ω，fs=20 kHz，Ui=12 V。圖8和圖9分別給出了D=0.7和D=0.2時(shí)仿真的降壓和升壓的波形。

圖8 D=0.7輸入和輸出電壓波形Fig.8 Input and output voltage waveforms when D=0.7

圖9 D=0.2輸入和輸出電壓波形Fig.9 Input and output voltage waveforms when D=0.2

經(jīng)分析可知，當(dāng)負(fù)載不同時(shí)，輸入電流有可連續(xù)和不連續(xù)2種情況。當(dāng)負(fù)載電阻較小時(shí)，輸入電流連續(xù)，當(dāng)負(fù)載電阻較大時(shí)，輸入電流不連續(xù)。選取負(fù)載電阻為10 Ω時(shí)，輸入電流連續(xù)，當(dāng)選取負(fù)載電阻為1 000 Ω時(shí)輸入電流斷續(xù)。當(dāng)其他器件的參數(shù)相同，負(fù)載電阻為1 000 Ω的仿真結(jié)果如圖10所示。

圖10 D=0.5時(shí)負(fù)載電阻為1 000 Ω時(shí)輸入輸出電壓關(guān)系Fig.10 Input and output voltage waveforms when D=0.5 and R=1 000 Ω

由圖10可以看出，當(dāng)負(fù)載電阻較大時(shí)，輸出電壓需要相對(duì)較長的時(shí)間可達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

搭建實(shí)驗(yàn)電路，控制電路部分采用TMS320F-2812作為信號(hào)發(fā)生芯片，產(chǎn)生出互補(bǔ)的PWM信號(hào)用以控制2大組開關(guān)的導(dǎo)通狀態(tài)，采用落木源KA962D驅(qū)動(dòng)板作為驅(qū)動(dòng)部分，主電路的全控型開關(guān)采用SGH80N60UFD Ultrafast IGBT，電路元件參數(shù)為：L1=L2=L3=100μH，C1=C2=C3=C4=47μF，Lf=1 mH，Cf=50 μF，R=10 Ω，fs=20 kHz，Ui=12 V，輸入電壓24 V，示波器測(cè)出了D=0.1和D=0.65時(shí)的升壓和降壓波形。

電路升壓時(shí)的波形如圖11所示（輸入、輸出20 V/格）。

圖11 D=0.1升壓波形Fig.11 Boost waveforms when D=0.1

電路降壓時(shí)的波形如圖12所示（輸入10 V/格，輸出5 V/格）。

圖12 D=0.65降壓波形Fig.12 Buck waveforms when D=0.65

6 結(jié)論

詳細(xì)分析了新型準(zhǔn)Z源變壓拓?fù)涞墓ぷ髟?，用Matlab/Simulink進(jìn)行了仿真研究。最后在以TMS320F2812作為控制芯片的平臺(tái)上搭建出了實(shí)際的實(shí)驗(yàn)電路，理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果共同表明，這種拓?fù)溆懈鼜?qiáng)的升壓能力，能適用于電源電壓較低且需要較高電壓輸出的場合，并且降低了電容的電壓應(yīng)力。

這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)同時(shí)也適用于DC-DC變換電路中，有很高的工程應(yīng)用價(jià)值，相比于其他類型的準(zhǔn)Z源電壓變換器有更高的工作效率，也有更寬的實(shí)際應(yīng)用范圍。

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Single-phase Voltage-fed Quasi Impedance Source AC-AC Converter

FANG Xupeng，XU Fei，XU Yulin，LI Haoshu
（College of Electrical Engineering and Automation，Shandong University of Science and Technology，Qingdao 266590，Shandong，China）

A new type of cascaded boost quasi impedance source AC-AC converter was presented，its circuit structure and working principle were analyzed.This kind of inverter could be operated with same modulation methods that were developed for original ZSI.And it had only two more active switches than original ZSI.The output voltage of the circuit was controlled by pulse width modulation method.According to the volt-second characteristics of the converter，the Matlab/Simulink was used to perform the simulation for the AC converter circuit.The experimental circuit based on TMS320F2812 was built，both of the experimental results and simulation results verifiy the reliability and validity of the circuit.

quasi impedance source；new type of AC-AC converter；cascaded boost；volt-second balance；pulse width modulation（PWM）

TM423

A

10.19457/j.1001-2095.20170604

2016-05-13

修改稿日期：2016-12-28

山東科技大學(xué)研究生教育創(chuàng)新計(jì)劃項(xiàng)目（2014BK023）；山東省自然科學(xué)基金（ZR2009FM017）；

中國博士后科學(xué)基金（20090461254）；山東省“泰山學(xué)者”建設(shè)工程專項(xiàng)經(jīng)費(fèi)；山東科技大學(xué)科研創(chuàng)作團(tuán)隊(duì)資助

房緒鵬（1971-），男，博士，副教授，Email：1967797056@qq.com