抑制IGBT器件結(jié)溫的雙饋風(fēng)電變流器分段DSVPWM策略

李 輝 ，白鵬飛 ，李 洋 ，胡姚剛 ，宋二兵 ，王 杰 ，季海婷

（1.重慶大學(xué) 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點實驗室，重慶 400044；2.重慶科凱前衛(wèi)風(fēng)電設(shè)備有限責(zé)任公司，重慶 401121；3.重慶三峽學(xué)院 信號與信息處理重點實驗室，重慶 404000）

0 引言

近年來，雙饋風(fēng)電機(jī)組已成為我國大容量風(fēng)電場風(fēng)電機(jī)組的主要機(jī)型之一，機(jī)組單機(jī)容量的增加使得雙饋風(fēng)電機(jī)組并網(wǎng)變流器的容量隨之增大，變流器作為機(jī)組電氣系統(tǒng)中的關(guān)鍵部件，不僅成本較高，也是故障率最高的部件之一［1］。與雙饋風(fēng)電機(jī)組網(wǎng)側(cè)變流器相比，由于機(jī)側(cè)變流器長期運行于低頻工作狀態(tài)［2-3］，加之風(fēng)電變流器功率傳輸具有波動性和間歇性特點［4-6］，使得其IGBT結(jié)溫頻繁地大幅波動，這種波動所產(chǎn)生的熱應(yīng)力反復(fù)作用，加速了IGBT模塊的疲勞失效［5］。因此，為了延長風(fēng)電變流器的使用壽命，提高其運行可靠性，IGBT模塊狀態(tài)監(jiān)測和熱管理技術(shù)已成為國內(nèi)外學(xué)術(shù)界和工業(yè)界關(guān)注的焦點。

目前，已有學(xué)者對于提高IGBT模塊的可靠性進(jìn)行了一些研究。文獻(xiàn)［7］通過在IGBT模塊封裝內(nèi)部增設(shè)信號檢測單元，從而對器件內(nèi)部電信號實施監(jiān)測，并采用查表的方式獲得IGBT器件的實時健康狀態(tài)。文獻(xiàn)［8］通過建立IGBT結(jié)溫與柵極閾值電壓的函數(shù)關(guān)系間接獲取結(jié)溫的變化情況。文獻(xiàn)［9］提出利用模塊表殼溫升變化對模塊內(nèi)部焊層疲勞實施監(jiān)測。文獻(xiàn)［10-11］利用模塊內(nèi)部電信號、熱阻與IGBT結(jié)溫的關(guān)系對結(jié)溫進(jìn)行間接測量，計算IGBT模塊的剩余壽命。采用狀態(tài)監(jiān)測的方法對提高IGBT模塊可靠性有所幫助，但目前實現(xiàn)起來較為困難，如需要改變模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)與封裝、增加額外信號監(jiān)測電路及難以直接準(zhǔn)確獲取器件結(jié)溫等，這都增加了額外成本和監(jiān)測難度；而對IGBT模塊實施有效熱管理則大多從其控制策略入手，這對提高IGBT模塊可靠性具有成本和可行性上的優(yōu)勢。如文獻(xiàn)［12］以電壓單環(huán)控制逆變器為例，通過改變開關(guān)頻率減小逆變器結(jié)溫；文獻(xiàn)［13］針對變頻調(diào)速系統(tǒng)，采用滯環(huán)控制選擇PWM的調(diào)制頻率，實現(xiàn)結(jié)溫控制。通過改變調(diào)制頻率可有效降低IGBT模塊的開關(guān)損耗，但調(diào)制頻率需在較大范圍變化才會對降低結(jié)溫產(chǎn)生效果，這對大功率變流器的控制性能及其所在系統(tǒng)的運行性能存在較大影響。文獻(xiàn)［14-16］發(fā)現(xiàn)在不改變調(diào)制頻率的基礎(chǔ)上，和傳統(tǒng)七段式連續(xù)空間矢量調(diào)制（CSVPWM）策略相比，五段式不連續(xù)空間矢量調(diào)制（DSVPWM）可在一個工頻周期內(nèi)將功率模塊開關(guān)次數(shù)減少1/3，能有效降低逆變器的開關(guān)損耗。與改變調(diào)制頻率相比，該方法對變流器運行性能影響較小，在對變流器控制性能要求較高的應(yīng)用領(lǐng)域更容易被接受和采用。而當(dāng)前風(fēng)電變流器無論是在控制策略還是調(diào)制策略設(shè)計時，未全面深入考慮策略本身對變流器內(nèi)部器件熱性能的影響。該類方法的提出為降低風(fēng)電變流器的開關(guān)損耗，抑制其結(jié)溫提供了可借鑒的研究思路。盡管利用DSVPWM策略可有效減少變流器的開關(guān)損耗，但文獻(xiàn)［16-17］指出DSVPWM的使用需考慮變流器的負(fù)載功率因數(shù)角。普通變流器在實際運行中的負(fù)載功率因數(shù)角變化范圍較小，采用一種DSVPWM策略即可，而雙饋風(fēng)電機(jī)組機(jī)側(cè)變流器運行環(huán)境與普通逆變器有著較大區(qū)別，單一DSVPWM策略可能無法滿足。因此，為了利用DSVPWM策略對變流器開關(guān)損耗的影響，有必要針對雙饋風(fēng)電機(jī)組的運行特性，深入分析其機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍，研究有效的IGBT結(jié)溫抑制方案。

基于此，本文詳細(xì)分析了雙饋風(fēng)電機(jī)組機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍，并提出一種基于DSVPWM策略的機(jī)側(cè)變流器IGBT結(jié)溫抑制方案。首先，將雙饋風(fēng)電機(jī)組定子看作機(jī)側(cè)變流器的“負(fù)載”，通過推導(dǎo)機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的表達(dá)式，分析其功率因數(shù)角在不同機(jī)組出力下的變化范圍；然后，針對機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角變化范圍大，單一DSVPWM策略無法有效抑制變流器開關(guān)損耗的問題，基于其功率因數(shù)角變化范圍提出對機(jī)側(cè)變流器實施分段調(diào)制的結(jié)溫抑制方案；最后，建立某2 MW雙饋風(fēng)電機(jī)組變流器的電-熱耦合模型，對不同定子有功、無功出力下變流器的電-熱性能與機(jī)組運行性能進(jìn)行仿真，并與CSVPWM策略比較，驗證本文調(diào)制策略的有效性。

1 基于DSVPWM策略降低變流器開關(guān)損耗的原理

1.1 不同DSVPWM策略介紹

按照零電平排列方式劃分，目前主要有DSVPWMMAX、DSVPWMMIN、DSVPWM0—DSVPWM3 6 種 DSVPWM 策略［18］。其中 DSVPWMMAX、DSVPWMMIN屬于120°不連續(xù)調(diào)制，由于其120°不開關(guān)扇區(qū)全位于相電壓的正半周或負(fù)半周，在變流器運行過程中，會使其每相的上、下橋臂損耗不均、熱應(yīng)力失衡，這2種方案不適用于高功率逆變器；而DSVPWM0—DSVPWM2、DSVPWM3分別屬于60°和30°不連續(xù)調(diào)制，由于其120°不開關(guān)扇區(qū)對稱分布在相電壓的正、負(fù)半周，可作為降低變流器開關(guān)損耗的可選調(diào)制策略。DSVPWM0—DSVPWM3的不開關(guān)扇區(qū)角α如圖1所示。

由圖1可知，DSVPWM0—DSVPWM3策略所對應(yīng)的 α 分別為 -30°、0°、30°、±45°。

圖1 DSVPWM0—DSVPWM3不開關(guān)扇區(qū)角示意圖Fig.1 Schematic diagram of non-switching sectors for DSVPWM0-DSVPWM3

1.2 基于DSVPWM策略降低變流器開關(guān)損耗的思路

變流器開關(guān)損耗的表達(dá)式如下［17］：

其中，Ploss為功率器件開關(guān)損耗；Udc為開關(guān)電壓；f（i）為開關(guān)電流；Fs為開關(guān)頻率；K為常量。

由式（1）可知，當(dāng)變流器直流側(cè)電壓Udc固定，且開關(guān)頻率Fs恒定時，開關(guān)損耗的減小只能通過減小開關(guān)電流來實現(xiàn)。由于不同DSVPWM策略的不開關(guān)扇區(qū)角α不同，使不開關(guān)扇區(qū)位于負(fù)載電流正、負(fù)半周的最大幅值附近，才能有效降低功率模塊開關(guān)損耗，故需根據(jù)變流器負(fù)載功率因數(shù)角選擇DSVPWM策略。而雙饋風(fēng)電機(jī)組的運行特性決定了其機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍與普通逆變器存在差別，有必要對此做進(jìn)一步分析。

2 雙饋風(fēng)電機(jī)組機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角變化范圍分析及其抑制IGBT結(jié)溫策略

2.1 機(jī)側(cè)變流器負(fù)載功率因數(shù)角分析

對于采用定子磁鏈定向矢量控制的機(jī)側(cè)變流器而言，當(dāng)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d軸定向于定子磁鏈?zhǔn)噶?ψs時，其轉(zhuǎn)子電壓 d、q 軸分量可表示為［19］：

其中，Rr為轉(zhuǎn)子電阻；ird、irq分別為轉(zhuǎn)子電流 d、q 軸分量；σ=/（LsLr）為發(fā)電機(jī)漏磁系數(shù)，Ls、Lr分別為定、轉(zhuǎn)子漏感，Lm為激磁電感；ωslip=ω1-ωr為轉(zhuǎn)差角速度，ω1、ωr分別為同步角速度和轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角速度；ψrd、ψrq分別為轉(zhuǎn)子磁鏈 d、q 軸分量。

將轉(zhuǎn)子磁鏈用定子磁鏈和轉(zhuǎn)子電流d、q軸分量表示，則：

其中，ψs為定子磁鏈；ims為定子勵磁電流。

將式（3）代入式（2）得轉(zhuǎn)子電壓 d、q軸分量為：

通過計算變流器的參考電壓與流過變流器的負(fù)載電流之間的相位差，即轉(zhuǎn)子電壓ur與轉(zhuǎn)子電流ir之間的相位差，可得機(jī)側(cè)變流器的功率因數(shù)角為：

由式（5）可得機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的瞬時值。

由式（4）—（6）可知，轉(zhuǎn)子電流 d、q 軸分量 ird、irq是計算機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的基礎(chǔ)。而轉(zhuǎn)子電流d、q軸分量直接控制機(jī)組定子側(cè)有功、無功出力，可視為聯(lián)系機(jī)側(cè)變流器與機(jī)組定子的“紐帶”。因此，本文將雙饋風(fēng)電機(jī)組的定子看作機(jī)側(cè)變流器的“負(fù)載”，通過不同的定子出力推導(dǎo)機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍。

基于定子磁鏈定向矢量控制下的定子功率表達(dá)式［20］，可反推得轉(zhuǎn)子電流d、q軸分量的表達(dá)式如下：

其中，Ps、Qs分別為定子有功、無功出力。

由式（7）可知，雙饋風(fēng)電機(jī)組的定子有功、無功出力主要受轉(zhuǎn)子側(cè)變流器電流限制［20-21］，轉(zhuǎn)子電流dq軸分量則受其最大幅值限制，需滿足式（8）。

其中，Irmax為轉(zhuǎn)子電流限值。將式（7）代入式（8），整理可得定子側(cè)無功出力Qs范圍如下：

為了分析雙饋風(fēng)電機(jī)組機(jī)側(cè)變流器在機(jī)組不同運行工況下的功率因數(shù)角變化情況，本文以某2 MW雙饋風(fēng)電機(jī)組為例，機(jī)組參數(shù)如下：雙饋風(fēng)電機(jī)組的額定容量為2MW，額定電壓為690V，極對數(shù)為2，同步風(fēng)速、額定風(fēng)速分別為 10.6 m/s、11.6 m/s，定子電阻為0.022 Ω，定子漏感為0.00012 H，轉(zhuǎn)子電阻為0.0018 Ω，轉(zhuǎn)子漏感為0.00005H，激磁電感為0.0029 H，電網(wǎng)頻率為50 Hz，轉(zhuǎn)子電流限值為2648.1 A。在常規(guī)運行工況下（-0.15＜s＜0.15，s為轉(zhuǎn)差率，對應(yīng)的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速 nr范圍為 1273 ～ 1690 r/min，Ps范圍為0.96～1.76MW，Irmax=2648.1 A），對機(jī)組實施最大功率點跟蹤控制，基于式（10）計算得到如圖2所示的該2 MW雙饋風(fēng)電機(jī)組的定子有功、無功邊界。

圖2 某2 MW雙饋機(jī)組定子出力范圍（-0.15＜s＜0.15）Fig.2 Stator output power range of 2 MW doubly-fed unit（-0.15＜s＜0.15）

在如圖2所示的機(jī)組定子出力范圍內(nèi)，由式（7）、（4）分別計算出轉(zhuǎn)子電流、電壓dq軸分量的穩(wěn)態(tài)值，進(jìn)一步利用式（5）、（6）計算得到該機(jī)組在不同有功、無功出力下機(jī)側(cè)變流器的功率因數(shù)角，如圖3所示。

圖3 2 MW雙饋機(jī)組定子有功、無功出力與機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角關(guān)系Fig.3 Relationship among stator active and reactive power outputs of 2 MW doubly-fed unit and power-factor

由圖3可知，雙饋風(fēng)電機(jī)組機(jī)側(cè)變流器的功率因數(shù)角不僅與機(jī)組定子出力密切相關(guān)，且隨定子有功、無功出力變化較普通逆變器變化范圍更大?？紤]到雙饋風(fēng)電機(jī)組常工作在功率因數(shù)為1的情況下，將該2 MW機(jī)組機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角穩(wěn)態(tài)計算結(jié)果按Qs=0和Qs≠0這2種工況進(jìn)行劃分：（1）當(dāng)Qs=0時，機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍主要維持在［25°，30°］、［208°，214°］，此時，機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍主要由定子有功出力和機(jī)組固有參數(shù)決定；（2）當(dāng)Qs≠0時，機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍明顯增大，且主要受定子有功出力（或轉(zhuǎn)差率s）和定子無功出力變化的影響，此時，可將功率因數(shù)角變化范圍進(jìn)一步劃分為4種工況，如表1所示。

表1 無功出力變化下機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角變化范圍Table 1 Power-factor angel variation range of rotor-side converter for different reactive power outputs

2.2 機(jī)側(cè)變流器IGBT結(jié)溫抑制策略

雙饋風(fēng)電機(jī)組在不同定子出力下，其機(jī)側(cè)變流器的功率因數(shù)角在［0°，360°］內(nèi)變化。因此，需要根據(jù)不同DSVPWM策略適用不同范圍功率因數(shù)角的特點，按照機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍主動選擇DSVPWM策略?；诖耍疚穆?lián)合多種DSVPWM策略提出對機(jī)側(cè)變流器實施分段調(diào)制。

由于機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍超出［-90°，90°］，可以將［-90°，90°］以外的角度通過±kπ變換到［-90°，90°］范圍內(nèi)，再按照［-90°，90°］內(nèi)的調(diào)制策略分配原則選擇調(diào)制策略。參考不同DSVPWM策略所對應(yīng)的逆變器功率因數(shù)角范圍［16-18］，選擇當(dāng) φr∈［-45°，-15°］、φr∈［-15°，15°］、φr∈［15°，45°］時分別采用DSVPWM0、DSVPWM1、DSVPWM2 策略，當(dāng) φr∈［-90°，-45°］∪［45°，90°］時，采用 DSVPWM3策略。根據(jù)以上DSVPWM策略分配原則，建立了基于變流器功率因數(shù)角變化范圍的分段DSVPWM策略控制流程，如圖4所示，具體步驟如下：

a.從機(jī)組控制信號中實時提取 urd、urq、ird、irq；

b.根據(jù)式（5）、（6）計算機(jī)側(cè)變流器的功率因數(shù)角φr，得到機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的所屬范圍；

c.根據(jù)圖4中DSVPWM策略分配方案，選擇并執(zhí)行當(dāng)前φr所對應(yīng)的開關(guān)損耗最優(yōu)調(diào)制策略。

圖4 機(jī)側(cè)變流器分段DSVPWM策略控制流程Fig.4 Flowchart of segmented DSVPWM strategy for rotor-side converter

3 仿真分析

3.1 仿真模型

為了實現(xiàn)對風(fēng)電機(jī)組變流器的電-熱分析，系統(tǒng)仿真模型在Simulink與電力電子熱分析軟件PLECS平臺下聯(lián)合搭建完成，仿真模型結(jié)構(gòu)如圖5所示。圖5中，P*、Q*分別為定子有功、無功出力參考；為網(wǎng)側(cè)參考電流；為直流側(cè)參考電壓。

在圖5中，變流器控制模塊采用如圖6所示的IGBT模塊等效熱模型（結(jié)-殼熱阻為4階Foster等效熱網(wǎng)絡(luò)［5］）。圖6 中，Tj，T為 IGBT 節(jié)點溫度；Zjc、Zch分別為IGBT的結(jié)-殼熱阻抗、管殼至散熱器熱阻抗；TH為散熱器溫度。IGBT模塊熱網(wǎng)絡(luò)中變流器直流母線電壓為 905 V，TH為 25℃；IGBT模塊型號為ABB /5SNA1600N170100，開關(guān)頻率為 5000 Hz；IGBT模塊 Foster熱網(wǎng)絡(luò)中IGBT芯片熱阻IGBT_R1—IGBT_R4分別為 7.59 K /kW、1.8 K /kW、0.743 K /kW、0.369 K/kW；IGBT芯片熱時間常數(shù) IGBT_T1—IGBT_T4分別為 202 ms、20.3 ms、2.01 ms、0.52 ms；二極管芯片熱阻 Diode_R1— Diode_R4分別為 12.6 K /kW、2.89 K /kW、1.3 K /kW、1.26 K /kW；二極管芯片熱時間常數(shù)Diode_T1—Diode_T4分別為210 ms、29.6 ms、7.01 ms、1.49 ms。

圖5 系統(tǒng)整體仿真結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Simulation model of doubly-fed unit system

圖6 IGBT等效熱網(wǎng)絡(luò)模型Fig.6 Equivalent thermal network model of IGBT

3.2 不同運行工況下IGBT模塊電-熱性能仿真

由于不同 Ps、Qs直接影響并決定 φr的變化范圍，為了體現(xiàn)分段DSVPWM策略對機(jī)側(cè)變流器結(jié)溫的抑制效果，本節(jié)分別在不同Ps和Qs工況下，對機(jī)側(cè)變流器的電-熱性能進(jìn)行了仿真分析。

場景1：假定定子無功出力為零（Qs=0），初始風(fēng)速為 9.2 m /s（Ps=1.05 MW、nr=1304 r/min、s≈0.13），經(jīng)過5 s后風(fēng)速階躍為12 m/s（Ps=1.76 MW、nr=1690 r/min、s≈-0.13）。在該仿真環(huán)境下，對機(jī)側(cè)變流器分別采用本文提出的分段DSVPWM和傳統(tǒng)CSVPWM策略，得到如圖7所示的機(jī)組運行性能和機(jī)側(cè)變流器IGBT熱性能仿真結(jié)果。圖中，由上至下依次為 Ps和 Qs、轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速 nr、轉(zhuǎn)子電流 ir、IGBT 結(jié)溫T、IGBT開關(guān)損耗Ploss、功率因數(shù)角φr的波形曲線。

對比圖7（a）、7（b）波形可知：當(dāng) Qs=0，Ps分別為1.05MW和1.76MW時，機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角分別約為 214°和26°，滿足前文的穩(wěn)態(tài)計算范圍［208°，214°］、［25°，30°］；從采用分段 DSVPWM 策略的 IGBT開關(guān)損耗波形可以看出，在每半個工頻周期內(nèi)的波峰附近存在一段時間的零幅值狀態(tài)，從IGBT結(jié)溫波形看，開關(guān)損耗為零的狀態(tài)減緩了結(jié)溫的持續(xù)上升，且正好位于CSVPWM策略下結(jié)溫波形的峰值附近，致使IGBT結(jié)溫均值與結(jié)溫波動幅值較CSVPWM策略顯著降低；2種調(diào)制策略下的機(jī)組定子出力、轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)子電流波形基本一致，說明分段DSVPWM策略對機(jī)組及其控制系統(tǒng)的運行性能影響很小。

圖7中12 m/s穩(wěn)定風(fēng)速下的IGBT結(jié)溫均值Tj和結(jié)溫波動ΔTj如表2所示?？梢园l(fā)現(xiàn)在12 m/s穩(wěn)態(tài)風(fēng)速下，與采用CSVPWM策略相比，采用分段DSVPWM策略的機(jī)側(cè)變流器IGBT結(jié)溫均值及結(jié)溫波動幅值分別降低了32%和39%。

圖7 不同調(diào)制策略下機(jī)組運行性能和IGBT熱性能比較Fig.7 Comparison of unit operating performance and IGBT thermal performance between two modulation strategies

表2 穩(wěn)態(tài)風(fēng)速下不同調(diào)制策略的機(jī)側(cè)變流器Tj與 ΔTj比較Table 2 Comparison of Tjand ΔTjbetween two modulation strategies for steady wind speed

此外，表3給出了不同輸出頻率下，2種調(diào)制策略的IGBT結(jié)溫均值Tj和結(jié)溫波動ΔTj?？梢园l(fā)現(xiàn)，在定子無功出力為零的工況下，隨著輸出頻率降低，IGBT器件結(jié)溫波動增大，而分段DSVPWM策略可有效抑制低頻工況下IGBT結(jié)溫和結(jié)溫波動。

表3 變輸出頻率下不同調(diào)制策略的機(jī)側(cè)變流器Tj與 ΔTj比較Table 3 Comparison of Tjand ΔTjbetween two modulation strategies for different output frequencies

場景2：機(jī)組定子無功出力變化工況。假定機(jī)組運行在恒定風(fēng)速 12m /s（Ps=1.76MW、nr=1690 r/min）環(huán)境下，為了體現(xiàn)分段DSVPWM策略對IGBT結(jié)溫的抑制效果，在系統(tǒng)穩(wěn)定后要求機(jī)組定子先后于0～1 s內(nèi)發(fā)出0.89 Mvar無功功率，在第1～2 s時段內(nèi)發(fā)出0.15Mvar無功功率，在第2～3s時段內(nèi)吸收0.95Mvar無功。此時，得到分段DSVPWM和 CSVPWM策略下的機(jī)側(cè)變流器-電熱性能仿真結(jié)果如圖8所示。

從圖8波形可知：當(dāng)Ps=1.76 MW，Qs分別為0.89 Mvar、0.15 Mvar、-0.95 Mvar時，機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角分別約為 49°、31°、357°，與前文的穩(wěn)態(tài)分析范圍（［25°，60°］、［310°，360°］）一致；與采用CSVPWM 策略的機(jī)側(cè)變流器IGBT結(jié)溫相比，采用分段DSVPWM策略在0～3s內(nèi)3種工況下的IGBT結(jié)溫均有所降低，其中結(jié)溫均值分別下降了20.3℃、23.5℃、25.6℃（降幅分別為22%、25%、27%），結(jié)溫波動幅值分別下降3.7℃、3.6℃、4.2℃（降幅分別為 26%、30%、36%）；從IGBT開關(guān)損耗波形可以看出，分段DSVPWM策略可在定子無功出力變化時實現(xiàn)不同DSVPWM策略的快速切換，保持不開關(guān)扇區(qū)位于開關(guān)損耗波形的峰值附近，有效抑制了機(jī)側(cè)變流器IGBT結(jié)溫的持續(xù)上升；2種調(diào)制策略下的機(jī)組定子有功、無功波形基本一致，說明本文提出的分段DSVPWM策略對變流器的控制性能影響不大。

圖8 不同調(diào)制策略下機(jī)側(cè)變流器控制性能與IGBT熱性能比較Fig.8 Comparison of control performance and IGBT thermal performance between two modulation strategies for rotor-side converter

4 結(jié)論

本文分析了雙饋風(fēng)電機(jī)組機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍，并利用DSVPWM策略對逆變器開關(guān)損耗的影響，以機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角變化范圍為依據(jù)，提出了抑制IGBT結(jié)溫的分段DSVPWM策略。最后，利用搭建的雙饋風(fēng)電機(jī)組變流器電-熱仿真模型，驗證了本文所提調(diào)制策略的有效性。本文所得結(jié)論如下：

a.雙饋風(fēng)電機(jī)組機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角隨機(jī)組出力的變化而發(fā)生改變，可將機(jī)側(cè)變流器功率因數(shù)角的變化范圍按照機(jī)組定子無功出力與否進(jìn)行劃分；

b.在機(jī)組出力變化過程中，分段DSVPWM策略可在φr變化時通過不同DSVPWM策略的切換，減少機(jī)側(cè)變流器IGBT開關(guān)損耗，實現(xiàn)對機(jī)側(cè)變流器IGBT結(jié)溫及結(jié)溫波動的有效抑制；

c.采用分段DSVPWM策略的定子出力、轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)子電流、變流器功率因數(shù)角波形均與采用CSVPWM策略一致，說明采用本文所提分段DSVPWM策略對機(jī)組運行性能及變流器控制性能影響不大。

雖然本文針對結(jié)溫波動的抑制問題提出了分段DSVPWM策略，并進(jìn)行了電-熱性能的仿真，但是不同調(diào)制策略也可能對電能質(zhì)量有不同的影響，下一步將通過樣機(jī)實驗開展分段DSVPWM策略下較全面的比較分析，并進(jìn)行工程實踐方面的驗證工作。

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