基于PXI平臺功率放大器的包絡(luò)整形技術(shù)

杜菲凡, 俞 暉

(1.上海交通大學(xué) 電子信息與電氣工程學(xué)院,上海200240; 2.上海恩艾儀器有限公司 上海 201203)

基于PXI平臺功率放大器的包絡(luò)整形技術(shù)

杜菲凡1,2, 俞 暉1

(1.上海交通大學(xué) 電子信息與電氣工程學(xué)院,上海200240; 2.上海恩艾儀器有限公司 上海 201203)

包絡(luò)跟蹤功放與固定電源供電的功放系統(tǒng)不同的是,系統(tǒng)的性能不僅僅與射頻輸入信號有關(guān),還與包絡(luò)輸入信號有關(guān).將基于PXI平臺的同步定時(shí)技術(shù)進(jìn)行系統(tǒng)級分析,并討論固定增益法等不同包絡(luò)整形技術(shù)對于功放效率和線性度等系統(tǒng)性能指標(biāo)的取舍.另外,還提出了一種新的針對電源調(diào)制模塊的校準(zhǔn)方法.

包絡(luò)跟蹤功放; 包絡(luò)整形; 固定增益法

0 概 述

對于當(dāng)代通信系統(tǒng)中高峰均比的信號,包絡(luò)整形作為一種有效的技術(shù)手段可以改善包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)中的線性度和效率.與傳統(tǒng)固定電源功放不同,包絡(luò)跟蹤技術(shù)引入了供電電壓隨射頻輸入的瞬時(shí)包絡(luò)變化這一變量,使得功放不再是傳統(tǒng)意義上的兩端口器件,而是三端口器件.因此功放的輸出性能并不僅僅與功放的器件特性(偏置電壓、匹配網(wǎng)絡(luò)等)有關(guān),也與射頻輸入的瞬時(shí)功率、瞬時(shí)電壓幅值有關(guān)[1].

射頻輸入的瞬時(shí)包絡(luò)信號需要經(jīng)過電源調(diào)制模塊放大,不能直接作為功放的電源信號.主要的原因是器件本身存在拐點(diǎn)電壓(Knee Voltage)和擊穿電壓[2].如果供電電壓小于拐點(diǎn)電壓,則會導(dǎo)致功放無法正常工作,加重系統(tǒng)的非線性失真,因此射頻信號的包絡(luò)需要限幅.

文獻(xiàn)[2]總結(jié)了包絡(luò)整形的方法,主要分為兩類.第一類為基于歸一化射頻輸入信號的包絡(luò)和電源調(diào)制模塊輸出間的映射關(guān)系.由于拐點(diǎn)電壓的存在,其最直觀的方法是在不改變包絡(luò)輸入和輸出間斜率的基礎(chǔ)上,在拐點(diǎn)電壓處將電壓映射為一個(gè)固定的輸出.這種方法對信號突然的截?cái)?會造成頻譜擴(kuò)展、線性度等指標(biāo)相應(yīng)變差[3].對此,提出一種優(yōu)化方案,采用二次函數(shù)逼近原始映射關(guān)系的斜率來解決上述問題.第二類方法采用降低射頻信號包絡(luò)的帶寬,是以簡化電源模塊設(shè)計(jì)為目的的包絡(luò)整形,但這種方法以犧牲功放的效率和線性度為代價(jià),因此不做討論.

但這兩類包絡(luò)整形方法存在一個(gè)共同的問題,即電源調(diào)制模塊無法動態(tài)跟蹤信號的強(qiáng)弱來調(diào)整供電電壓.本文作者將在第一節(jié)中主要討論基于測量的固定增益法,在第二節(jié)中討論包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)及測量方法,在第三節(jié)中對采用不同包絡(luò)整形方法的功放性能做系統(tǒng)性的分析.

1 包絡(luò)整形技術(shù)原理

1.1 基于公式的包絡(luò)整形——直接裁剪法和逼近法

當(dāng)射頻包絡(luò)幅值小于拐點(diǎn)電壓時(shí),將包絡(luò)設(shè)置為一個(gè)固定的幅值,即為裁剪法(Clip),表達(dá)如下:

(1)

在(1)式中,Vcc_min即為包絡(luò)截?cái)嚯妷?在實(shí)際取值時(shí)會稍大于拐點(diǎn)電壓.Vcc_max則為電源調(diào)制模塊的最大幅值輸出.

為了改善裁剪法直接截?cái)鄬?dǎo)致的頻譜擴(kuò)展,基于指數(shù)函數(shù)特性的優(yōu)化方案用公式表達(dá)如下:

(2)

在(2)式中,系數(shù)α=Vcc_min/Vcc_max.這種方法相對于裁剪法可以較好地平衡功放的線性度和效率.基于公式的方法好處在于可以快速實(shí)現(xiàn),系統(tǒng)也不復(fù)雜,便于系統(tǒng)的初步調(diào)試,如圖1所示.

圖1 基于公式映射的包絡(luò)整形

1.2 基于測量的包絡(luò)整形——最優(yōu)效率提取法和固定增益法(ISO-Gain)

為了改善功放的效率,常見方法是通過測量得到的最優(yōu)效率曲線來提取輸入功率與供電電壓之間映射關(guān)系,即為查找表法.首先測量不同供電電壓下,功放在不同輸出功率時(shí)的瞬間效率曲線蔟,即可得最優(yōu)效率曲線,如圖2(a)中的點(diǎn)虛線所示.在最優(yōu)效率情況下,輸出功率與供電電壓間的映射關(guān)系.再通過測量功放在不同供電電壓下輸出功率與增益之間的映射關(guān)系,如圖2(b)所示,即可以得到輸入功率與供電電壓間的對照表,完成查找表的提取.

以輸出功率為25 dBm為例.通過圖2(a)可得,當(dāng)輸出功率為25 dBm時(shí),最優(yōu)效率為供電電壓為2 V.通過圖2(b)可得,當(dāng)供電電壓為2 V,輸出功率為25 dBm時(shí),當(dāng)前的功放增益為25 dB,即輸入功率為0 dBm.但觀察圖2(b)可以發(fā)現(xiàn),這種基于最有效率的查表法會造成功放增益的突變.這種人為造成的增益的不平坦現(xiàn)象與功放的增益壓縮現(xiàn)象一致,使得功放的線性度指標(biāo)變差.因此可以通過在系統(tǒng)中引入數(shù)字預(yù)失真的方法解決,但也同樣增加了系統(tǒng)的復(fù)雜度.

圖2 基于不同供電電壓的輸出功率與效率間的映射關(guān)系(a)和功放輸出信號幅度與輸入信號增益(AM-Gain)曲線蔟(b)

因此,為了改善增益突變帶來的額外非線性失真,本研究通過測量功放的瞬時(shí)AM-Gain曲線簇,采用基于恒定增益的方法,提取供電電壓與對應(yīng)的射頻輸入功率之間的映射關(guān)系形成查找表.該固定增益法與基于最優(yōu)效率曲線的提取相比,僅有1%～2%的效率損失[1].另外,包絡(luò)信號的高帶寬使得測量最優(yōu)效率曲線時(shí)的瞬時(shí)電壓和電流的難度增大,而在給定供電電壓情況下測量AM-AM曲線相對容易,且基于PXI的測試平臺有定時(shí)和同步的優(yōu)勢,在實(shí)際操作上更為方便.本文作者將在第二節(jié)具體說明基于PXI平臺的測量方法.

1.3 對電源調(diào)制鏈路的校準(zhǔn)

射頻信號的包絡(luò)經(jīng)過電源調(diào)制模塊的放大之后即為功放的電源信號,因此從系統(tǒng)角度上,可視該模塊為一個(gè)黑盒模型,其輸入輸出間的關(guān)系可以用式表達(dá):

(3)

(3)式中V′env_shaped(t)為電源調(diào)制模塊的輸入信號,g和o分別是該模塊的增益和偏置.對于多模多頻的功放,需要支持不同峰均比和帶寬要求的信號.但這對于電源調(diào)制模塊來說,放大同時(shí)帶有直流分量和高頻分量的包絡(luò)信號,如何保證帶內(nèi)幅度平坦是個(gè)重要的問題.當(dāng)帶內(nèi)不平導(dǎo)致在標(biāo)定模塊的增益和偏置時(shí),輸入直流信號和高頻正弦信號后會出現(xiàn)輸出的幅值放大倍數(shù)不一的情況.另外,還會影響到功放的輸出功率小于預(yù)期,輸出信號畸變,從而加重系統(tǒng)的非線性失真等一系列問題.

圖3 預(yù)均衡器與電源調(diào)制模塊幅度譜

因此在本研究中采用預(yù)均衡濾波器的方法來解決模塊帶內(nèi)不平的問題,以便精確測量并提取模型的參數(shù).采用單頻信號掃頻的方法提取模塊的幅度譜,如圖3所示.

本研究中電源調(diào)制模塊的有效帶寬為20 MHz,帶內(nèi)的幅度有較大的抖動,因此針對有效帶寬內(nèi)的幅度不平,采用線性相位的FIR濾波器來設(shè)計(jì)預(yù)均衡濾波器,該濾波器的響應(yīng)為模塊的系統(tǒng)響應(yīng)取逆,

(4)

采用頻率采樣法提取濾波器的系數(shù)[4],基于LabVIEW得到的濾波器的幅度譜如圖3所示,本文作者將在第三節(jié)對該預(yù)均衡帶來的性能提升做詳細(xì)分析.

2 包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)和系統(tǒng)測量方法

2.1 包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖4 包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)框圖

包絡(luò)跟蹤功放的系統(tǒng)框圖如圖5所示,可以將整個(gè)系統(tǒng)分為射頻前向鏈路和電源調(diào)制鏈路.在本研究中,系統(tǒng)基于LabVIEW開發(fā)環(huán)境,在PXI硬件平臺上搭建整個(gè)系統(tǒng).其中射頻前向鏈路,即從基帶到射頻輸出采用PXIe-5646R射頻收發(fā)儀的發(fā)射部分實(shí)現(xiàn),電源調(diào)制鏈路中包絡(luò)整形后的信號輸出采用PXIe-5451任意波形信號源實(shí)現(xiàn).兩塊板卡通過PXI總線的定時(shí)觸發(fā)功能完成同步觸發(fā)的系統(tǒng)要求.

2.2 基于PXI平臺的固定增益包絡(luò)整形實(shí)現(xiàn)

AM-Gain曲線簇的實(shí)現(xiàn)主要分為3種,第一種采用功率掃描(Sweep DC)的測試方法,但是這種方法的測試精度不夠,且容易引發(fā)器件的熱效應(yīng)導(dǎo)致測量結(jié)果不準(zhǔn)確.第二種優(yōu)化方法使用電源調(diào)制模塊,采用單音脈沖信號作為測試信號.第三種采用動態(tài)供電調(diào)制模塊替代系統(tǒng)中的電源調(diào)制芯片,對設(shè)備要求較高,在較高的更新速率下需要高達(dá)60 MHz以上的帶寬,不具有可行性[1].

本研究采用第二種方法,即采用單音脈沖信號作為測試的基本方法.基于PXI平臺采用射頻單音脈沖信號與脈沖供電電壓同步觸發(fā)的方式測量瞬時(shí)AM-Gain曲線簇.每一次的循環(huán)保持電源調(diào)制模塊的輸入電平不變,射頻的輸入逐漸增大.如圖5所示,在該測試流程中,每一次的循環(huán)與下一次的循環(huán)間直流電平逐漸增大.

圖5 瞬時(shí)AM-Gain曲線蔟測量方法示意圖

得到瞬時(shí)AM-Gain曲線簇后,需要根據(jù)曲線蔟選取適合的增益值作為固定增益.由于包絡(luò)跟蹤旨在提升系統(tǒng)的效率,功放需要工作在飽和區(qū).如果該固定增益的取值過大,會使得效率的優(yōu)化程度降低.需要根據(jù)測量得到的曲線調(diào)整固定增益的取值,本文將在第三節(jié)對固定增益的選取做詳細(xì)分析.

3 測量數(shù)據(jù)分析

3.1 系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)

本節(jié)采用上一節(jié)中提到的基于PXI總線的包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)完成實(shí)測數(shù)據(jù)的收集并做分析.評估板上的器件包括電源調(diào)制模塊和SKY77621-11多模多頻的終端功放.該測試系統(tǒng)包括了評估板所需的兩路電源PXIe-4154,射頻收發(fā)儀PXIe-5646R和任意信號發(fā)生器PXIe-5451以及校準(zhǔn)電源調(diào)制模塊需要的示波器PXIe-5186,如圖6所示.

圖6 基于PXI平臺的包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)

3.2 電源調(diào)制鏈路性能分析

使用任意波形發(fā)生器和示波器校準(zhǔn)電源調(diào)制模塊的帶內(nèi)不平問題,根據(jù)(2)式的包絡(luò)整形方法,使用5 MHz帶寬峰均比為8.9 dB的LTE信號,使用示波器采集包括和不包括預(yù)均衡器的兩種時(shí)域波形進(jìn)行對比,如圖7所示.

從時(shí)域圖7和結(jié)果對照可以發(fā)現(xiàn),較高的供電電壓會提供更多的增益空間,但以犧牲效率為代價(jià);同樣,較低的電源電壓以犧牲增益為代價(jià),提供更高的效率.因此如何在效率和增益之間平衡,為預(yù)期包絡(luò)輸出與包絡(luò)測量值的對比,結(jié)合圖7中的標(biāo)號可以有以下結(jié)論:

1)由于未加入濾波器時(shí)峰值信號衰減,因此在鏈路中添加預(yù)均衡器后,信號的峰值部分和預(yù)期包絡(luò)相吻合,功放的增益在輸出為25 dBm時(shí)有0.4 dB左右的提升,同時(shí)附加增益效率(PAE)則有1.5%的損耗,但隨著功放輸出功率的提升,PAE并沒有隨著變化,在輸出為26 dBm時(shí),增益有0.5 dB的提升,但PAE基本沒有區(qū)別;

2)對于小信號部分,經(jīng)過濾波器之后幅值相對預(yù)期偏大,即意味著相對未加入濾波器時(shí),系統(tǒng)的功耗可能會相對上升,但是同時(shí)會對系統(tǒng)的線性度有一定的改善,在功放輸出為23 dBm,PAE下降1%時(shí),ACLR有1 dB左右的提升.

3)在幅度下限的部分,可以發(fā)現(xiàn)添加預(yù)均衡器后幅值上升,結(jié)合第二點(diǎn)可以得出添加預(yù)均衡器之后,系統(tǒng)的整體功耗會上抬.

圖7 5 MHz帶寬的LTE(16QAM,8.9 dB PAPR)信號包絡(luò)測量時(shí)域圖和功放分析圖(分析圖中虛線為鏈路中不包括預(yù)均衡器的結(jié)果,實(shí)線為包括均衡器鏈路的結(jié)果;左邊為增益曲線坐標(biāo),右邊為領(lǐng)道功率泄漏比(ACLR)曲線坐標(biāo))

3.3 固定增益法中固定增益的提取

根據(jù)圖5提供的測量方法得到的AM-Gain曲線蔟,如圖8所示,可以提取在固定的功放增益下不同輸入信號與供電電壓間的映射關(guān)系.以固定增益為28 dB為例,如圖中紅色方形點(diǎn)表示,則其輸入功率范圍為-12.4～-5 dBm.如果輸入功率低于該范圍,則供電電壓維持最小值1 V;反之超出該范圍,則供電電壓維持最大值4.5 V.因此如果取固定增益為27.5 dB,如圖中綠色方形點(diǎn)表示,則其輸入功率為-10.9～-3.8 dBm.以射頻輸入信號-4 dBm為例,與固定增益28 dB相比,供電電壓較小,則系統(tǒng)的效率相對增加.

圖8 基于PXI平臺測量的AM-Gain曲線簇,其中黃線為不同供電電壓對應(yīng)不同輸入功率的功放增益變化曲線,從左到右為供電電壓從1 V到4.5 V遞增.

但需要注意的是,該測量方法采用的是單音信號,與測試中所采用的調(diào)制信號不同,由于LTE的峰均比在7 dB左右,因此該固定增益與測得的實(shí)際功放增益會有一定差異.通過圖9(a)可知,當(dāng)實(shí)際輸出平均功率為25 dBm時(shí),采用固定增益28 dB和27.5 dB兩種提取策略測得的實(shí)際功放增益均為29 dBm左右,但采用固定增益27.5 dB的提取策略,實(shí)際測得的電流減小約100 mA.

圖9 不同包絡(luò)整形方法在不同輸出功率下的電流與增益曲線(a)及輸出為5MLTE射頻信號的ACLR(b)(圖標(biāo)中”DT”為基于(2)式的包絡(luò)整形;“IG”為固定增益法,例:IG27.5則為固定增益取值為27.5 dB;其中虛線表示各類情況下的增益,實(shí)線則表示在不同輸出功率下的電流)

但對于LTE信號而言,實(shí)際輸出的峰值功率在28～29 dBm,即意味著射頻輸入的峰值功率在0 dBm左右.若采用固定增益為27.5 dB的提取策略,對于-3.8 dBm以上的部分,供電電壓為最大值,根據(jù)圖8可知,會出現(xiàn)增益壓縮的現(xiàn)象,隨著輸入功率的增加,增益逐漸減小,導(dǎo)致功放的非線性增加,如圖9(b)所示.由于固定增益為27 dB的輸入上限比固定增益為27.5 dB的高,因此相比線性度的指標(biāo)優(yōu)化約0.6 dB.但功放的增益相比減小了0.3 dB,輸入功率相對增加,但由于電流相對減少,功率附加效率(PAE)并沒有太多變化.因此,對于該終端功放模塊,額定輸出為25 dBm時(shí),可以選擇27 dB的固定增益作為查表法的提取策略.

但額定輸出如果為23 dBm,選擇27.5 dB作為固定增益,與固定增益為27 dB相比,PAE有約1%的改善,ACP也有約1 dB的改善,因此固定增益法中固定增益的選擇需要根據(jù)輸入信號的類型,以及輸出信號的大小進(jìn)行調(diào)整.

3.4 不同包絡(luò)整形技術(shù)的比較

觀察圖9(b)可以發(fā)現(xiàn),基于式(2)的算法與固定增益為27 dB相比,當(dāng)功放工作在飽和區(qū)域,即平均輸出功率為25 dBm時(shí),功放的線性度指標(biāo)相差2 dB.觀察圖9(a)中采用式(2)的包絡(luò)整形算法的平均增益曲線,功放在飽和區(qū)出現(xiàn)壓縮約0.5 dB,而采用固定增益為27 dB的增益曲線則相對平坦,原因是固定增益法犧牲小信號增益來優(yōu)化功放的增益平坦度,即優(yōu)化在大功率區(qū)域的線性度.這意味著在一定條件下功放系統(tǒng)可以減少由于數(shù)字預(yù)失真帶來的算法實(shí)現(xiàn)難題,降低系統(tǒng)開發(fā)的復(fù)雜度.

但從系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的角度來說,固定增益法相比基于算法的包絡(luò)整形需要多做一步查找表提取的步驟,對于額定輸出功率較小的功放而言,采用基于算式的包絡(luò)整形技術(shù)是比較適合的.

4 結(jié) 論

本文作者提出的對電源調(diào)制模塊的預(yù)均衡校準(zhǔn)方案可以有效提升功放的增益和線性度;同時(shí)基于PXI平臺在同步定時(shí)方面的優(yōu)勢,提出了具有可行性且便捷的測量方案.對不同的包絡(luò)整形技術(shù)對ETPA的性能優(yōu)化情況進(jìn)行分析,相較于基于測試的固定增益法,基于算式的提取方法更易實(shí)現(xiàn),但是在優(yōu)化系統(tǒng)指標(biāo)時(shí),不如基于測試的方法有針對性;另外固定增益法需要根據(jù)系統(tǒng)需求,在功放的線性度和效率兩者間權(quán)衡,選擇合適的固定增益值.

[1] Hendy J,Software defined power amplifiers using envelope tracking [J/OL].[2014-10-11].http://www.radio-electronics.com/articles/rf-topics/software-defined-power-amplifiers-using-envelope-126

[2] Kim B,Kim J,et al.Push the Envelope:Design concepts for envelope-tracking power amplifiers [J].IEEE Microwave Magazine,2013.14(3):68-81.

[3] Wang Z.Envelope tracking power amplifiers for wireless communications [M].Boston:Artech House,2014.

[4] 劉順蘭,吳杰.數(shù)字信號處理 [M].2版.西安:西安電子科技大學(xué)出版社,2009.

(責(zé)任編輯：包震宇,郁 慧)

Envelope shaping technology for power amplifier based on PXI platform

Du Feifan1,2, Yu Hui1

(1.School of Electronic Information and Electrical Engineering,Shanghai Jiao Tong University,Shanghai 200240,China;2.National Instruments,Shanghai 201203,China)

The difference between Envelope Tracking power amplifier (ETPA) and normal PA is the performance of system which is not only related to the Radio Frequency (RF) input signal,but also related to the envelope signal.In order to deeply analysis the system,based on PXI platform,the synchronization and timing technology,different envelope shaping technologies,including ISO-Gain method will be discussed in the paper,which will lead to different trade-off between gain,linearity and efficiency.And a new correction method for power modulator will be discussed.

envelope tracking power amplifier; envelope shaping; ISO-Gain

10.3969/J.ISSN.1000-5137.2017.01.020

2016-12-12

國家科技重大專項(xiàng)“TD-LTE/FDD-LTE/TD-SCDMA/WCDMA/GSM多?；鶐逃眯酒邪l(fā)” (2013ZX 03001007-004)

杜菲凡(1991-),女,碩士研究生,主要從事信號處理,數(shù)字預(yù)失真方面的研究.E-mail:feifan.du@ni.com

導(dǎo)師簡介: 俞 暉(1969-),男,高級工程師,主要從事無線通信方面的研究.E-mail:yuhui@stju.edu.cn(通信聯(lián)系人)

TN 929.5

A

1000-5137(2017)01-0117-07