基于諧振式反射器的UHF/S雙頻雙定向蝶形天線

謝繼楊 彭麟 溫保健 姜興

(桂林電子科技大學(xué) 廣西無線寬帶通信與信號處理重點實驗室,桂林 541004)

引 言

隨著無線電技術(shù)的不斷進步,無線通信系統(tǒng)在近十年得到了迅猛發(fā)展.而當(dāng)今社會日益復(fù)雜的空間電磁環(huán)境,無疑對天線的定向性提出了更高的要求.定向天線作為一種在某一個方向上的輻射極強,而在其它方向上很弱的天線[1-2],具有提高天線的輻射功率,增加保密性、傳輸距離以及抗干擾能力[3]等優(yōu)點而被廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星通信[4]、射頻識別(Radio Frequency Identification,RFID)[5]、探地雷達[6]以及生物電磁工程[7-8]等系統(tǒng)中.

目前,使天線獲得定向性的方法可分為非反射器方法和采用反射器方法兩種.非反射器天線如利用天線自身端射特性的對數(shù)周期天線、Vivaldi天線[9-10],或是利用介質(zhì)使電磁波聚束的透鏡天線[11],又或是利用強諧振結(jié)構(gòu)的微帶天線[12]等.對數(shù)周期天線和Vivaldi天線具有很寬的阻抗帶寬,而且在工作頻帶內(nèi)增益較穩(wěn)定,前后比(Front-Back Ratio, FBR)較高,但是其尺寸和重量較大,而且存在剖面大的缺點;透鏡天線雖然能夠獲得相當(dāng)好的前后比,但存在成本高、體積大、加工難度大等問題;而微帶天線固有的高Q值導(dǎo)致其較窄的帶寬.

使用反射器的方法是將后向輻射反射到前向,并通過反射波與直射波在遠場同相疊加的方式達到提高定向性的目的.常用的反射板主要有理想電導(dǎo)體(Perfect Electric Conductor, PEC)反射板[13-15]和人工磁導(dǎo)體(Artificial Magnetic Conductor, AMC)反射板[16-17].由于PEC對電磁波具有180°的反射相位,其與天線之間約需要λ/4奇數(shù)倍(λ為自由空間波長)的距離,這使得其作為天線的反射器特別是應(yīng)用在低頻(如UHF頻段)時需要很大的剖面,文獻[13]與[15]的剖面分別達到了0.25λ和0.8λ.由于λ/4的限制,天線的帶寬不會很寬;同時,為取得較好的定向性,PEC反射板的尺寸也需要較大,不利于小型化.AMC具有在特定頻率實現(xiàn)同相反射的特點,可以實現(xiàn)很低的剖面,但是由于其強諧振特性會致使天線頻帶較窄.為降低天線與AMC間的耦合,天線與AMC間仍需要一定的距離,而且需要多個周期才能實現(xiàn)良好功能,其平面尺寸可能較大.文獻[17]的相對帶寬只有24.6%,雖然天線的剖面只有0.02λ,但是天線的面積為1.1λ×1.1λ.

而文獻[18]提出的諧振式反射器(Resonance based Reflector, RBR)是基于諧振效應(yīng)的,具有在很寬頻帶內(nèi)同相反射的特性,使RBR能夠在比較寬的頻帶內(nèi)獲得比較好的定向性;同時,這種反射器不需要周期結(jié)構(gòu),因此面積也會相對較小.另一方面,寬帶的反射器需要應(yīng)用到寬帶的天線中才能實現(xiàn)寬帶的定向輻射特性.蝶形天線因為具有結(jié)構(gòu)簡單、容易加工、平面結(jié)構(gòu)、邊射特性和超寬帶寬等特點非常適合應(yīng)用到本文的研究中[19-20].

此外,雙頻雙向天線也有重要的應(yīng)用,如雙向單中繼協(xié)同通信[21],礦井雙工接力通信[22]和無線局域網(wǎng)通信(Wireless Local Area Network, WLAN)[23]. 文獻[22]的天線采用了多層介質(zhì)板、雙層背靠背矩形貼片和雙層背靠背圓貼片實現(xiàn)雙頻雙定向輻射.文獻[23]的天線采用雙面印刷偶極子和微帶結(jié)構(gòu)多工器來實現(xiàn)雙頻雙向輻射.

因此,本文應(yīng)用RBR設(shè)計基于蝶形天線的雙頻雙定向天線.首先設(shè)計一個平面饋電的雙向輻射蝶形UHF/S波段超寬帶天線,然后將兩個不同大小(工作頻率不同)的環(huán)形RBR分別置于天線的上方(+z)和下方(-z).研究發(fā)現(xiàn)一個RBR對另一個RBR工作頻段的影響很小,從而使得天線具有雙頻雙定向輻射特性,即天線在其工作頻帶的UHF低頻段主輻射方向指向+z軸,稱為FFB(Front-fire Band),而在S高頻段主輻射方向指向-z軸,稱為BFB(Back-fire Band).仿真與實測結(jié)果表明,該天線的百分比帶寬為112%(0.8～2.85 GHz, 115%),前后比帶寬(FBR> 5 dB)分別為0.8 ～ 1.45 GHz(FFB, 58%)和1.85 ～2.82 GHz(BFB, 41.6%).在加載了兩個反射器的情況下,該天線的剖面僅為0.2λ,滿足低剖面的要求.另外,由于諧振式反射器的前后比峰值點可以通過改變反射器的參數(shù)靈活調(diào)控,因此這種天線設(shè)計方法可應(yīng)用到不同頻段不同類型的中繼/接力通信天線的設(shè)計.

1 RBR研究

1.1 RBR理論介紹

RBR為微波諧振器,可等效為RLC諧振電路,因此其反射系數(shù)幅值與反射相位的公式分別可寫為[17]

(1)

(2)

式中:ΓL為反射系數(shù)的幅值;ω為角頻率;φL為反射相位;R、L、C分別為RBR的等效分布電阻、電感和電容;Z0為特征阻抗.

當(dāng)一束平面波垂直入射至一表面時,不同的材料會表現(xiàn)出不同的反射相位.令反射器的反射相位為φL,平面波垂直入射模型如圖1所示.各表面的反射相位公式可寫為

(3)

式中:Zs為表面阻抗;η為自由空間波阻抗.

圖1 平面波入射模型

從圖1可看出,PEC和AMC的表面阻抗分別為0與∞,由式(3)可得它們的反射相位分別為180°和0°,這樣,作為反射器時,PEC必須距離天線λ/4,而AMC則可以與天線靠得很近.而由式(1)和(2)可知,RBR的阻抗是介于0與∞之間的一個有限值,由于RBR的諧振效應(yīng),其能在較寬頻段內(nèi)滿足這樣的阻抗,因此其反射相位在較寬頻帶內(nèi)在0與π之間.當(dāng)RBR作為天線反射器時,其與天線的距離就可以小于λ/4,從而達到低剖面的目的.

1.2 RBR設(shè)計實現(xiàn)

本文采用文獻[18]中的圓環(huán)型RBR作為天線的反射器.兩個反射器分別為RBR 1和RBR 2,如圖2所示.令RBR 1的半徑rg1為70 mm,寬度rw1為10 mm,RBR 2的半徑rg2為32 mm,寬度rw2為10 mm,并仿真它們的反射系數(shù)幅值及相位.

(a) RBR 1的示意圖 (b) RBR 2的示意圖圖2 諧振式反射器(RBR)

仿真示意圖如圖3(a)所示,圖中,端口1是激勵端口,距離反射器的距離為ha,該距離在實際中就是反射器與天線的距離;端口2用來模仿一個無限長的波導(dǎo),以吸收透過反射器的電磁波.仿真模型如圖3 (b)所示,其中,±x方向的邊界條件被設(shè)置成PEC邊界以支持X極化的電磁波,±y方向的邊界條件被設(shè)置成理想磁導(dǎo)體(Perfect Magnetic Conductor, PMC)邊界,而±z方向設(shè)置為開放邊界以方便電磁波的激勵與吸收.需要指出的是,這里研究RBR的特性時在y方向上使用了周期邊界條件,而本文天線中使用的RBR卻并非周期排布.這樣的仿真模型雖然與RBR在天線中實際應(yīng)用時的環(huán)境有一定出入,但是這種模型用來研究RBR的特性是沒有問題的.這是因為正如在文獻[24]所指出的,RBR是局域諧振結(jié)構(gòu),其特性主要由其單元結(jié)構(gòu)決定,而周期的排布影響很小.因此,采用圖3(b)所示模型研究RBR的特性是可行的.

(a) RBR 仿真示意圖 (b) 仿真模型圖3 仿真模型示意圖

RBR 1與RBR 2距離端口1的距離ha1和ha2分別被設(shè)置為50 mm和15 mm.仿真結(jié)果如圖4所示,可以看到RBR 1和RBR 2分別諧振在0.77 GHz和2.07 GHz,同相反射帶分別為0.76 ～1.62 GHz與2.19 ～ 2.74 GHz,同時,在各自的同相反射帶內(nèi),RBR 1與RBR 2的反射系數(shù)幅值均足以較好地反射各自諧振頻率附近的電磁波.而且從|S11|曲線可以看出,RBR 1和RBR 2對對方工作頻帶的反射很小,因而不會影響對方的工作.但是RBR 1

和RBR 2的同相反射頻帶并不能完全疊加,在1.62 ～ 2.19 GHz時會出現(xiàn)一個真空區(qū),這段頻率并不屬于任何一個圓環(huán)型反射器的同相反射帶,導(dǎo)致實際應(yīng)用時天線在這段頻率的定向性可能惡化,因此,天線設(shè)計時需要對RBR 2進行進一步研究.

(a) RBR 1

(b) RBR 2圖4 反射器的反射特性

2 天線設(shè)計及實測結(jié)果

2.1 改進型平面饋電蝶形天線設(shè)計

蝶形天線是對稱天線,可利用微帶巴倫對天線進行平衡饋電,這種饋電方式能夠獲得良好的阻抗特性和輻射特性.在前述研究中巴倫垂直于天線平面放置[18],其長度至少是其起始頻率對應(yīng)波長的1/4,因此往往會大于天線的剖面,這會占用額外的空間,還可能引入測量誤差.因此,有必要對天線的饋電方式進行改進.由于蝶形天線在兩個振子之間會留有較大的空隙,因此改為平面巴倫.為敘述方便,稱該天線為平面巴倫饋電的蝴蝶結(jié)天線(Bow-tie Antenna Fed by Planar Balun, BA-PB).

圖5 BA-PB示意圖

BA-PB結(jié)構(gòu)如圖5所示,兩個扇形振子分別敷設(shè)于介質(zhì)基板的兩面,分別連接巴倫的信號線和地線,圖中黃色部分為正面金屬,紅色部分為背面金屬,對天線進行倒圓角處理以改善阻抗特性[25],同時采用圓環(huán)加載的方法[26]進一步改善天線的阻抗特性,圓環(huán)敷設(shè)在另一塊介質(zhì)板上以完成加載.令敷設(shè)圓環(huán)的介質(zhì)板為Sub 1,敷設(shè)天線的介質(zhì)板為Sub 2,圖中黑色虛線為Sub 1的外輪廓,藍色虛線圓環(huán)為加載的金屬圓環(huán);另外,在-y軸方向上,Sub 2的長度比Sub 1多出一些,這是為了盡量提高巴倫的性能,同時為SMA接頭留下焊接空間.該設(shè)計中所有介質(zhì)板均采用厚度為1 mm的F4B-M,其相對介電常數(shù)為2.65.圖5中所有參數(shù)的值及其含義如表1所示.

表1 BA-PB參數(shù)概覽

BA-PB的仿真模型和|S11|如圖6所示,可見天線由兩層介質(zhì)板層疊而成,且BA-PB具有很寬的阻抗帶寬,其工作頻帶為0.62 ～ 2.65 GHz(110.3%),其中起始頻率0.62 GHz幾乎對應(yīng)加載環(huán)的諧振頻率.

雖然BA-PB的阻抗帶寬已經(jīng)足夠?qū)?但是如圖6所示,其在2.65～3.26 GHz處的凸起阻礙了其可用帶寬的進一步增大,因此對BA-PB做一定改進,以改善其阻抗特性,新的天線稱為改進的平面巴倫饋電蝴蝶結(jié)天線(Modified BA-PB, MBA-PB).如圖7所示,改進方式為在饋電部分挖去兩個對稱的橢圓進行漸變,使得天線的阻抗隨頻率變化得更加平滑,其漸變程度由橢圓的長軸和短軸共同控制.

圖6 BA-PB的仿真|S11|

圖7 饋電部分改進示意圖

圖8給出了BA-PB與MBA-PB的|S11|對比,很明顯,對天線饋電部分進行了漸變之后,天線的阻抗性能改進了不少,而且在2.65～3.26 GHz處的凸起也完全消失了.最終MBA-PB的阻抗帶寬為0.62 ～ 3.0 GHz(132%).

圖8 BA-PB與MBA-PB的|S11|對比

2.2 雙頻雙定向蝶形天線設(shè)計

將RBR 1與RBR 2分別置于MBA-PB的下方和上方,距離MBA-PB分別為ha1和ha2,得到的新天線稱為雙定向蝴蝶結(jié)天線(Bow-tie Antenna with Two Uni-directional Bands, BA-TUB).圖9給出了BA-TUB天線的|S11|和前后比,同時,天線的仿真模型也一并給出.可以看到,BA-TUB的前后比在大部分頻率都大于5 dB,其前后比曲線在1.2 GHz左右有一個明顯的上揚,說明RBR 2在這個頻段可能對天線在+z軸方向的輻射起到了引向作用.另外,天線的前后比在1.8 GHz時出現(xiàn)了明顯的下陷,這是天線的雙向輻射的頻點.遺憾的是,天線的工作帶寬相較MBA-PB明顯惡化嚴重,只在0.8 ～1.2 GHz內(nèi)小于-10 dB.

圖9 BA-TUB的仿真模型、|S11|與前后比

為了解決上述問題,對RBR 2展開研究.令其他參數(shù)保持不變,ha2取15 mm,25 mm和35 mm,對RBR 2單獨進行仿真并觀察其反射特性.

圖10所示為RBR 2的反射特性,可以看出,ha2增大對反射系數(shù)幅值完全沒有影響,但是當(dāng)ha2增大時,RBR 2的同相反射頻帶會相應(yīng)地向低頻移動,在ha2=35 mm時,RBR 2的同相反射頻帶為1.49 ～ 2.72 GHz,結(jié)合RBR 1的同相反射帶就可以消除在1.62 ～2.19 GHz時出現(xiàn)的真空區(qū).

圖10 當(dāng)ha2增大時RBR 2反射特性的變化情況

依然按以上方法對BA-TUB進行仿真,觀察其前后比及|S11|,所有結(jié)果由圖11給出.如圖11 (a)所示,當(dāng)ha2增大時,BA-TUB在低頻段的前后比帶寬會稍有減小,高頻段的前后比略有增加,對比圖10可以很清晰地看出同相反射帶與前后比的關(guān)系.從圖11 (b)可以看出,當(dāng)ha2增大時,BA-TUB的|S11|逐漸改善,說明導(dǎo)致BA-TUB阻抗特性很差的原因在于RBR 2的ha2不夠大時,同相反射頻段不夠,當(dāng)RBR 2與天線本體的距離增加改善了同相反射頻段.當(dāng)ha2增大到35 mm時,BA-TUB的工作帶寬為0.8 ～ 3 GHz(115%).折衷考慮之后,將ha2取為35 mm,BA-TUB的阻抗帶寬為0.8 ～ 3 GHz(115%),前后比帶寬分別為0.8 ～ 1.45 GHz(FFB, 58%)與1.85 ～ 2.82 GHz(BFB, 41.6%).

(a) BA-TUB的前后比變化情況

(b) BA-TUB的|S11|變化情況圖11 參數(shù)ha2變化對反射特性和前后比特性的影響

為了驗證設(shè)計的有效性,對BA-TUB進行了加工,天線實物照片如圖12(a)所示.采用Agilent N5230A矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對天線的阻抗性能進行了測試,測試結(jié)果如圖12(b)所示.可以看到,天線的測試阻抗帶寬為0.80 ～2.85 GHz(112%),與仿真阻抗帶寬幾乎一致.雖然天線的匹配相對于仿真結(jié)果有一定的惡化,但是在工作帶寬內(nèi),所有頻點的|S11|均小于-10 dB.

(a) 加工天線的照片

(b) 仿真與實測|S11|對比圖12 BA-TUB天線實物及測試的反射特性

為了更直觀地說明天線的輻射方式,通過NSI 2000天線近場測量系統(tǒng)以及其配套的微波暗室對天線的輻射特性進行了測量.由于暗室配套的傳動系統(tǒng)只能測試到天線在上半空間的輻射,因此需要采用手動測量并記錄天線各個角度的接收電平值的方式來繪制天線的方向圖,同時得到天線的前后比.測試環(huán)境如圖13所示,通過360°旋轉(zhuǎn)木架來獲得天線E面以及H面所有角度的電平值,進而得到天線的輻射方向圖.

圖13 BA-TUB手動測試環(huán)境

圖14和圖15給出了BA-TUB在0.8 GHz,1.1 GHz(FFB頻帶內(nèi))以及2.1 GHz和2.4 GHz(BFB頻帶內(nèi))的E-H面的仿真與實測方向圖對比.

(a) 0.8 GHz

(b) 1.1 GHz圖14 BA-TUB在FFB頻段的E-H面方向圖

(a) 2.1 GHz

(b) 2.4 GHz圖15 BA-TUB在BFB頻段的E-H面方向圖

從圖上可以很清楚地看出,BA-TUB在FFB與BFB內(nèi)分別向+z軸與-z軸輻射,在所有四個頻點上,天線主瓣的實測值與仿真值吻合良好,而在后瓣會有些許偏差,由于天線的前后比吻合得很好,因此這點偏差并不會對天線的性能造成太大的影響.另外,測試的方向圖相對于仿真方向圖會有一些偏移,這可能是因為在測試的過程當(dāng)中,固定天線的泡沫出現(xiàn)了松動導(dǎo)致天線出現(xiàn)了物理偏移,但是這并不影響測試結(jié)果的正確性.

最后,采用NSI 2000天線近場測量系統(tǒng)對上述四個頻點的增益進行了測量.同時,在圖14與圖15中可以得到天線的仿真與測試前后比,所有數(shù)據(jù)總結(jié)在表2中.從表中可以看到,天線的前后比與增益的測試值和仿真值吻合得非常好,因此本文所涉及的BA-TUB具有良好的性能.

表2 天線增益及前后比仿真值與實測值對比

3 結(jié) 論

本文在諧振式反射器的基礎(chǔ)上,以降低寬帶定向天線的剖面為目的,結(jié)合兩個不同大小且分別置于天線上下方的諧振式反射器,設(shè)計了一款小型化、低剖面的“雙頻雙定向輻射”寬帶定向蝶形天線.該天線在工作頻帶的UHF低頻段與S高頻段分別向+z軸與-z軸輻射,這兩個定向頻段分別稱為FFB與BFB.在保證天線下方的反射器與天線距離不變的情況下,通過調(diào)節(jié)天線上方的反射器與天線的距離,來對天線的性能進行靈活調(diào)控.結(jié)果表明,該天線的阻抗帶寬約為112%,UHF低頻段和S高頻段的相對定向帶寬分別為58%和41.6%.天線在0.8 GHz,1.1 GHz,2.1 GHz以及2.4 GHz時的增益分別為7.1 dBi,6.4 dBi,7.7 dBi以及5.5 dBi,前后比分別為14.4 dB,6.9 dB,11.2 dB以及8.7 dB.所設(shè)計的天線具有較高的增益和良好的定向性,且整體尺寸僅有0.45λ×0.4λ×0.2λ,在中繼通信和接力通信等領(lǐng)域有著極大的應(yīng)用潛力.

[1] QIU M, SIMCOE M, ELEFTHERIADES G V. Radiation efficiency of printed slot antennas backed by a ground reflector[C]//2000 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium (APSIS). Salt Lake City, July 16-21, 2000: 1612-1615.

[2] DUZDAR A, KOMPA G. A novel inverted trapezoidal antenna fed by a ground image plane and backed by a reflector[C]//2000 30th European Microwave Conference. Paris, October 4-6, 2000: 1-4.

[3] 陳雷. 基于人工電磁材料的高增益定向天線研究[D]. 西安: 西安電子科技大學(xué), 2015.

CHENG L. Study on high-gain and directional antennas based on metamaterials[D]. Xi’an: Xidian University, 2015. (in Chinese)

[4] 傅世強, 周月, 房少軍, 等. 應(yīng)用于海事衛(wèi)星通信的低剖面變升角螺旋天線設(shè)計[J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2013, 28(1): 63-67.

FU S Q, ZHOU Y, FANG S J, et al. Design of low profile and variable pitch angle helical antenna for maritime satellite communications[J]. Chinese journal of radio science, 2013, 28(1): 63-67. (in Chinese)

[5] 張為, 曾燕. 基于LTCC技術(shù)的UHF RFID標簽天線設(shè)計[J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2008, 23(5): 987-996.

ZHANG W, ZENG Y. UHF RFID antenna design based on LTCC technology[J]. Chinese journal of radio science, 2008, 23(5): 987-996. (in Chinese)

[6] LESTARI A A, YAROVOY A G, LIGTHART L P. Adaptive wire bow-tie antenna for GPR applications [J]. IEEE transactions on antennas & propagation, 2005, 53(5): 1745-1754.

[7] HE Z, WANG Y F, AMIN M. Broadband microwave crossover using parallel-coupled microstrip lines and short-ended stubs[J]. IET microwaves, antennas & propagation, 2015, 9(1): 79-85.

[8] 姜興, 康波, 李小明, 等. 一款應(yīng)用于腦活動探測的寬帶天線系統(tǒng)設(shè)計[J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2017, 32(1): 32-38.

JIANG X, KANG B, LI X M, et al. Design of a broadband antenna system for brain activities detection[J]. Chinese journal of radio science, 2017, 32(1): 32-38. (in Chinese)

[9] ORLOB C, DAO Q H, GECK B. Conformal log-periodic antenna with integrated feeding network for UWB-MIMO applications[C]//2012 The 7th German Microwave Conference (GeMiC). Ilmenau, March 12-14, 2012: 1-4.

[10] LANGLEY J D S, HALL P S, NEWHAM P. Novel ultrawide-bandwidth Vivaldi antenna with low cross polarisation[J]. Electronics letters, 1993, 29(23): 2004-2005.

[11] CHEN X, MA H F, XIA Y Z, et al. Three-dimensional broadband and high-directivity lens antenna made of metamaterials[J]. Journal of applied physics. 2011, 110 (4): 044904.

[12] YANG F, ZHANG X X, YE X, et al. Wide-band E-shaped patch antennas for wireless communications[J]. IEEE transactions on antennas & propagation, 2001, 49(7): 1094-1100.

[13] ELSHERBINI A, WU J, SARABANDI K. Dual polarized wideband directional coupled sectorial loop antennas for radar and mobile base-station applications[J]. IEEE transactions on antennas & propagation, 2015, 63(4): 1505-1513.

[14] SHIRE A M, SEMAN F C. Parametric studies of Archimedean spiral antenna for UWB applications[C]//2014 IEEE Asia-Pacific Conference on Applied Electromagnetics (APACE). Johor Bahru, December 8-10, 2014: 275-278.

[15] 邱景輝, 吳昊, 謝飛. 高增益改進型短背射天線的研究[J]. 電子測量技術(shù), 2009, 32(5): 17-19.

QIU J H, WU H, XIE F. Research of high gain improved short backfire antenna[J]. Electronic measurement technology, 2009, 32(5): 17-19. (in Chinese)

[16] AZAD M Z, ALI M. Novel wideband directional dipole antenna on a mushroom like EBG structure[J]. IEEE transactions on antennas & propagation, 2008, 56(5): 1242-1250.

[17] BELL J M, ISKANDER M F. A low-profile Archimedean spiral antenna using an EBG ground plane[J]. IEEE antennas and wireless propagation letters, 2004, 20(3): 223-226.

[18] PENG L, XIE J Y, SUN K, et al. Resonance based reflector and its application in uni-directional antenna with low-profile and broadband characteristics for wireless applications[J]. Sensors, 2016, 16(12): 2092.

[19] QU S W, RUAN C L, XUE Q. A planar folded ultrawideband antenna with gap-loading[J]. IEEE transactions on antennas propagation, 2007, 55(1): 216-220.

[20] 王友成, 邵金進, 紀奕才. 末端開槽超寬帶天線的研究[J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2015, 30(3): 510-516.

WANG Y C, SHAO J J, JI Y C, et al. Analysis on multi-slot tuned ultra-wideband antenna[J]. Chinese journal of radio science, 2015, 30(3): 510-516. (in Chinese)

[21] 王徐華, 柏鵬, 李明陽, 等. 定向天線的雙向單中繼AF協(xié)同通信技術(shù)[J]. 空軍工程大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)版),2013, 14(2): 56-60.

WANG X H, BAI P, LI M Y, et al. Research on bidirectional single relay AF cooperative communication technology based on directional antenna[J]. Journal of Air Force Engineering University (natural science edition), 2013, 14(2): 56-60. (in Chinese)

[22] 鄧長江, 李越, 張志軍, 等. 雙頻雙向同旋圓極化貼片天線[C]//2013全國微波毫米波會議, 2013: 454-457.

DENG C J, LI Y, ZHANG Z J, et al. A dual-band bi-directional identical circularly-polarized patch antenna[C]//2013 National microwave and millimeter wave conference, 2013: 454-457.(in Chinese)

[23] 吳鵬飛, 蒯振起,朱曉維. 具有電傾角的雙頻雙向印刷陣列天線[J]. 南京信息工程大學(xué)學(xué)報, 2009, 1(2): 112-115.

WU P F, KUAI Z Q, ZHU X W. Dual-band bidirectional printed arrays antenna with an electrical down tile angle[J]. Journal of Nanjing University of Information Science and Technology, 2009, 1(2): 112-115.

[24] PENG L, XIE J Y, LI X F, et al. Front to back ratio bandwidth enhancement of resonance based reflector antenna by using a ring-shape director and its time-domain analysis[J]. IEEE access, 2017, 5: 15318-15325

[25] 陳燕林. 新型平面蝴蝶結(jié)槽天線的研究[D]. 成都:電子科技大學(xué), 2008.

CHEN Y L. Research on novel planar slot Bow-tie antenna[D]. Chengdu: University of Electronics Science & Technology of China, 2008. (in Chinese)

[26] PENG L, SUN K, XIE J Y, et al. UWB bi-directional bow-tie antenna loaded by rings[J]. Journal of Korean Physical Society, 2016, 69: 22-30.