寬帶信號數字信道化及跨信道重構偵測技術*

張 楠，呂衛(wèi)祥

(南京船舶雷達研究所，南京 211106)

寬帶信號數字信道化及跨信道重構偵測技術*

張 楠*，呂衛(wèi)祥

(南京船舶雷達研究所，南京 211106)

針對在無源探測大帶寬信號的過程中會產生跨信道失真問題，提出了一種跨信道可重構的信道化方法。首先經過均勻濾波器組粗濾波，再引入檢測時間自適應的雙門限能量檢測機制，對粗濾波信號進行跨信道判決，之后對各個跨信道信號分別進行可重構信道化設計，從而恢復出原始信號。與傳統(tǒng)的數字信道化方法相比，該算法能夠更新能量檢測門限對跨信道信號進行實時判決，對跨信道信號的重構準確率高于98.3%，實現了對跨子信道帶寬信號的近似無失真重構。Matlab仿真結果驗證了算法的有效性。

無源探測；大帶寬信號；粗濾波；雙門限；信道判決；無失真重構

1 引 言

在電子偵察和被動探測系統(tǒng)中，信號雜多并且占用的頻帶較寬，傳統(tǒng)的信道化濾波方法[1]往往是信道均勻等帶寬的，在信道化濾波之后所得各個子信道的頻譜很有可能被子信道截斷分裂從而導致信號失真，影響了后續(xù)的參數估計和分解重構[2]，即出現帶寬信號跨信道失真等問題。文獻[3]以降低多相濾波器的抽取率為基礎，改進實信號信道化接收機模型，好處是放寬了濾波器要求，實現全概率接收，但是無法解決跨信道信號接收問題。文獻[4]采用以樹形結構為基礎的非均勻信道化結構，各級濾波器間相互獨立，通過多級濾波器級聯方式大致實現了非均勻信道化濾波，但這需依賴信號的先驗信息來多次設計原型濾波器，增加了系統(tǒng)復雜度及延遲時間，且存在接收盲區(qū)。文獻[5]基于信道合并的方式來實現非均勻信道化濾波，雖提出了一種原型濾波器的設計方法，但未能給出非均勻信道化濾波的具體實現結構。為此，本文提出了一種基于均勻信道化粗濾波、跨信道檢測、子信道重構的“智能”數字信道化結構，這種結構將有利于降低計算復雜度，減少數據存儲量，降低實現成本，提高對信號的全概率接收能力、實時處理速率及運算準確性。

2 數字均勻信道化接收機原理

2.1 基于IDFT的多相濾波器組信道化原理

多相濾波器常常采用FIR濾波器，設其階數為N，并將其分為M組，則每組長度為L=N/M。這種分解稱為多相分解，其對應的轉移函數用多相分解表示為

(1)

基于離散傅里葉逆變換(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)的多相濾波器結構如圖1所示。第k個子信道的輸出為

(2)

式中：

xp(m)=x[mM-p]，

(3)

hp(m)=h[mM+p]，

(4)

sp(m)=xp[m]*hp[m]，

(5)

N=M·m指將h(n)分為M路多相濾波器，hp(n)為h(n)的多項分量。由于抽取位于濾波器之前，而且每個通道的濾波器是原型濾波器的多相分量，所以其運算量降到了原來的1/M，這極大地提高了信道化處理的能力。

圖1 基于IDFT的均勻多相濾波結構Fig.1 Uniform polyphase filtering structure based on IDFT

另外，IDFT還可以采用快速傅里葉逆變換(InverseFastFourierTransform，IFFT) 高效算法來實現，運算速度又可以大大提高。可見使用這種結構可以高效地實現子帶信號帶寬相等并且等間隔分布的信道化處理。

2.2 均勻信道化接收機跨信道問題[6]

均勻信道化接收機在檢測大帶寬跨信道信號過程中，可能會出現在相鄰幾個子信道中輸出同一個信號的不同部分頻譜，從而導致了信號頻譜分裂的問題。如圖2，在信道1、2、3、7、8、9、10、11、13、14、15、16檢測到信號存在，但是大帶寬信號a在信道2和3中均有出現，大帶寬信號b在信道7、8和9中均有出現，大帶寬信號c在信道13、14、15中均有出現，這就是所謂的跨信道信號問題，因而需要引入跨信道子信道重構方法。

圖2 信號跨信道檢測示意圖Fig.2 Graph of cross-channel signal detection

3 跨信道信號子信道重構原理

跨信道信號重構方法分為信道綜合判決和子信道重構兩個過程。

3.1 信道綜合判決方法

信道判決方式通常包括能量檢測、幅值檢測、頻譜檢測等。其中，能量檢測是一種最早的非合作信號檢測器，其算法簡單，可以檢測出信號的帶寬和位置。經圖1所示的均勻信道化結構之后，就需要對各個信道進行能量檢測，其判決模型如圖3所示。

圖3 能量檢測結構Fig.3 Energy detection structure

(6)

每個信道采樣信號的判決統(tǒng)計量為

(7)

如果檢測時間Num足夠長，由中心極限定理得知，T近似服從高斯分布，

(8)

則虛警概率Pf和檢測概率Pd可由高斯函數Q(·)表示:

(9)

檢測時間自適應的雙門限信道檢測流程如圖4所示。

圖4 雙門限信道檢測流程圖Fig.4 Flow chart of double-threshold channel detection

具體信道判決方法如下：

Step 1 預先設定虛警概率Pf(或者檢測概率Pd)，系數c0、c1，檢測時間t內，采樣點數為N，最大檢測次數Num，得到特定檢測概率下的門限值T及Vth0、Vth1。

Step 2 當判決統(tǒng)計量T>Vth1，則判決該信道為非空信道；T

Step 3 若檢測次數達到Num且T介于Vth0～Vth1之間，則判決為空信道；若檢測次數小于Num則轉Step 1。

按圖4對各個信道進行雙門限能量檢測，判決子信道是否非空，進而就可確定子帶信號所占的子信道位置，其帶寬大小也可粗略地用其占據的子信道數目來表示。當信號動態(tài)變化時，則需更新能量檢測來重新確定各子帶信號所占的子信道位置，從而構成相應的重構濾波器組來恢復信號。跨信道信號重構過程示意圖見圖5。

圖5 跨信道信號重構過程示意圖Fig.5 Schematic figure of signal reconstruction process across the channel

3.2 子信道重構

大帶寬信號X(Z)經均勻濾波器組粗濾波后，會出現跨信道情況而導致頻譜分裂失真。經雙門限能量檢測判決后，判斷其占Mi個子信道。采用綜合濾波器組對Mi個子信道的輸出進行完全重構處理：先進行離散傅里葉變換(Discrete Fourier Transformation,DFT)，后接重構濾波器組(含多相濾波及相應增采樣處理)。以此法就能分別恢復出原始跨信道信號X1(Z),X2(Z),…,XP(Z)，這就是基于完全重構調制濾波器組進行非均勻信道化處理的核心思想[8]?？缧诺佬盘栔貥媽崿F框圖見圖6。

根據文獻[9]方法提取子信道信號。假定第i個子帶信號Xi(z)共占Mi個子信道。令

Ki=2「lbMi?，

(10)

則跨信道信號Xi(z)的無失真重構濾波器可以表示為

(11)

圖6 跨信道信號重構實現框圖Fig.6 Block diagram of cross-channel signal reconstruction realization

4 功能仿真與結果分析

實驗1 采樣頻率1 000 MHz，有4個脈寬均為10 μs的線性調頻信號組成的信號源：a.幅值1，中心頻率28 MHz，帶寬8 MHz；b.幅值1，中心頻率120 MHz，帶寬30 MHz；c.幅值2，中心頻率250 MHz，帶寬40 MHz；d.幅值1.2，中心頻率375 MHz，帶寬80 MHz。

模擬環(huán)境：接收機帶寬1 GHz，信號源經帶寬31.25 MHz的32路均勻子信道濾波，濾波器設計為512階、阻帶衰減70 dB、通帶截止頻率15.625 MHz；阻帶截止頻率31.25 MHz的低通FIR濾波器，由MATLAB中firpm函數生成。無模糊帶寬500 MHz，信道化后得16個獨立輸出通道。圖7為信號時頻圖，圖8為濾波器組頻域圖。表1列出了無盲區(qū)的均勻信道劃分結果，相鄰信道在3 dB帶寬處重疊[10]，子信道帶寬為31.25 MHz。

圖7 多線性調頻信號時頻圖Fig.7 Figure of multiple chirp signals in both time and frequency domain

圖8 濾波器組頻域圖Fig.8 Figure of filter banks in frequency domain

信道編號起始頻率/MHz終止頻率/MHz10．00015．625215．62546．875346．87578．125478．125109．3755109．375140．6256140．625171．8757171．875203．1258203．125234．3759234．375265．62510265．625296．87511296．875328．12512328．125359．37513359．375390．62514390．625421．87515421．875453．12516453．125484．37517484．375500．000

經過信道化濾波之后得到時頻域輸出如圖9和圖10所示。可以看到，線性調頻信號a在信道2中輸出，無失真；信號b在信道4、5中均有輸出波形；信號c在信道8、9和10中均有輸出波形；信號d在信道12、13和14中均有輸出波形。即：信號a無失真單信道輸出，而信號b、c、d均出現跨信道輸出情況，頻譜分裂造成頻譜失真。

圖9 多線性調頻信號信道化時域仿真圖Fig.9 Channelized simulation figure of multiple single chirp signals in time domain

結果分析：查表1可知，信號a經32路均勻信道化濾波之后，輸出信號應該在第2信道顯示，這與Matlab仿真結果吻合；而信號b屬于小帶寬跨信道信號，雖然其帶寬30 MHz小于子信道帶寬，但是其頻率位置橫跨信道4和5，因而造成頻譜分裂失真；信號c、d均為大帶寬跨信道信號。

實驗2 繼實驗1得到的均勻信道化濾波輸出之后引入如圖4所示的雙門限能量檢測機制，檢測到信道4、5，8、9、10，12、13、14均為跨信道狀況，所以分別接入重構濾波器組機制，由式(11)求得各自的重構濾波器，按照圖6對這3組子信道信號分別進行重構，重構得到的時頻域圖見圖11和圖12?？梢钥闯?，原本分裂的跨信道信號channnel 4、5，channel 8、9、10，channel 12、13、14經過重構后均恢復出完整的信號，得到的信號頻譜和原信號的頻譜是基本一致的。

圖11 跨信道信號重構時域仿真圖Fig.11 Reconstruction simulation figure of signals across the channel in time domain

圖12 跨信道信號重構頻域仿真圖Fig.12 Reconstruction simulation figure of signals across the channel in frequency domain

結果分析：對重構結果分別從信號中心頻率f0、帶寬B、脈沖寬度τ三方面進行檢測，檢測結果見表2～4及圖13。對比分析可以知道，中心頻率的重構準確率高達99.50%，脈寬檢測準確率不低于99.04%，帶寬檢測準確率為98.3%以上，仿真較好地實現了對大帶寬跨信道信號的近似無失真重構。

表2 中心頻率檢測結果Tab.2 Detection result of central frequency f0

表3 帶寬檢測結果Tab.3 Detection result of bandwidth B

表4 脈沖寬度檢測結果Tab.4 Detection result of pulse width τ

圖13 重構仿真結果對比圖Fig.13 Comparison of reconstruction simulation results

5 結束語

針對傳統(tǒng)的信道化接收機盲區(qū)信號無法檢測、跨信道信號檢測失真等情況，本文提出了一種無源探測大帶寬信號數字信道化處理以及跨子信道帶寬信號的實時重構方法：采用相鄰信道在3 dB帶寬處重疊的信道劃分方法實現無盲區(qū)的信號檢測，引入雙門限能量檢測機制實時動態(tài)檢測信道是否非空及所跨子信道位置、數目，最后引入子信道重構濾波器組分別無失真重構出跨信道信號。仿真實例實現了對大帶寬與小帶寬信號(頻跨相鄰信道)的跨信道檢測及近似無失真重構，驗證了該信道化處理方法的有效性。該方法為被動雷達的寬帶數字化處理技術提供了很好的思路。同時，在信道化重構過程中，信號帶寬的增加會導致檢測頻率發(fā)生些許偏差，故亟需進一步研究頻率及帶寬綜合檢測性能更佳的信道化重構方法。

[1] HENTSCHEL T. Channelization for software defined basestations[J].Annales des Telecommunications,2002,57(5-6):386-420.

[2] 王陽,徐忠偉,程嗣怡. 容差和參數估計結合解決信道化接收機跨信道問題[J].空軍工程大學學報(自然科學版),2015,16(2):61-66. WANG Yang,XU Zhongwei,CHENG Siyi. Elimination of cross-channel problem in channelized receiver through tolerance judgment and parameter estimation[J].Journal of Air Force Engineering University(Natural Science Edition),2015,16(2):61-66.(in Chinese)

[3] 盧楠,田松,王洪迅,等.一種基于多相濾波的寬帶數字信道化改進算法[J].電訊技術,2012,52(2):186-189. LU Nan,TIAN Song,WANG Hongxun,et al. An ameliorated algorithm of broad-band digital channelized receiver based on polyphase filter banks[J].Telecommunication Engineering,2012,52(2):186-189.(in Chinese)

[4] NARENDAR M,VINOD A P,MADHUKUMAR A S,et al. A tree-structured DFT filter bank based spectrum sensor for estimation of radio channel edge frequencies in military wideband receivers[C]//Proceedings of 2010 10th International Conference on Information Sciences Signal Processing and their Applications(ISSPA).Kuala Lumpur,Malaysia:IEEE,2010:534-537.

[5] 楊君,袁嗣杰,呂鏡清. 一種非均勻信道化濾波方法[J].現代雷達,2010,32(9) :59-62. YANG Jun,YUAN Sijie,LYU Jingqing. A way for non-uniform channel filter[J].Modern Radar,2010,32(9) :59-62.(in Chinese)

[6] 粟劍平.基于FPGA的信道化接收機研究[D].西安:西安電子科技大學,2011. SU Jianping.Research on channelized receiver using FPGA[D].Xi′an:Xidian University,2011.(in Chinese)

[7] 翁林偉.一種基于信息融合的累積雙門限檢測技術[J].火炮發(fā)射與控制學報,2013,4(12):10-13. WENG Linwei. A kind of accumulated double-threshold detection technology based on information fusion[J].Journal of Artillery Launch and Control,2013,4(12):10-13.(in Chinese)

[8] 李冰.基于NPR調制濾波器組的動態(tài)信道化濾波[D].鄭州:解放軍信息工程大學,2007. LI Bing. Dynamic channelization based on NPR modulated filterbanks[D].Zhengzhou:PLA Information Engineering University,2007.(in Chinese)

[9] ABU-AL-SAUD W A,STUDER G L.Efficient wideband channelizer for software radio systems using modulated PR filterbanks[J].IEEE Transactions on Signal Processing,2004,52(10):2807-2820.

[10] 田增山,李亮. JTIDS 信號寬帶接收方法及其 FPGA 實現[J].電訊技術,2015,55(5):564-569. TIAN Zengshan,LI Liang. A broadband JTIDS signal receiving method and its FPGA implementation[J].Telecommunication Engineering,2015,55(5):564-569.(in Chinese)

Detection Technology of Digital Channelized Processing and Cross-channel Reconstruction for Wideband Signals

ZHANG Nan,LYU Weixiang
(Nanjing Marine Radar Institute,Nanjing 211106,China)

To solve the distortion problem of large wideband signal in passive detection,this paper presents a channelized method to reconstruct the signal across the channel. Through coarse filtering by uniform filter banks,double threshold energy detection mechanism with detection time adaptive is introduced to decide whether it's the signal across channel or not ,and then the channelized reconstruction method is adopted to solve the spectrum division and distortion problem of cross-channel signals,so as to recover the primary signals. Compared with traditional digital channelized processing method,the proposed algorithm can make real-time decision by updating the energy detection threshold,get a reconstruction accuracy rate of 98.3% above,and realize approximately perfect reconstruction of the wideband cross-channel signals.Matlab simulation proves the effectiveness of the algorithm.

passive detection;large wideband signal;coarse filtering;double threshold;channel decision;perfect reconstruction

2016-06-24；

2016-09-27 Received date:2016-06-24；Revised date：2016-09-27

10.3969/j.issn.1001-893x.2017.02.012

張楠，呂衛(wèi)祥.寬帶信號數字信道化及跨信道重構偵測技術[J].電訊技術，2017,57(2):191-196.[ZHANG Nan,LYU Weixiang.Detection technology of digital channelized processing and cross-channel reconstruction for wideband signals[J].Telecommunication Engineering,2017,57(2):191-196.]

TN97

A

1001-893X(2017)02-0191-06

張 楠(1990—)，男，江蘇贛榆人，2014年于中國礦業(yè)大學獲工學學士學位，現為南京船舶雷達研究所碩士研究生，主要研究方向為雷達信號處理；

Email:znjiayoua@163.com

呂衛(wèi)祥(1975—)，男，江蘇鹽城人，1998年于西北工業(yè)大學獲工學學士學位，現為南京船舶雷達研究所研究員，主要研究方向為雷達總體與信號處理。

*通信作者：znjiayoua@163.com Corresponding author：znjiayoua@163.com