能量雙向流動(dòng)的蓄電池充放電系統(tǒng)設(shè)計(jì)

史永勝， 高婧茹， 劉言新

(陜西科技大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院， 陜西 西安 710021)

能量雙向流動(dòng)的蓄電池充放電系統(tǒng)設(shè)計(jì)

史永勝， 高婧茹， 劉言新

(陜西科技大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院， 陜西 西安 710021)

針對(duì)現(xiàn)有蓄電池充放電裝置存在的交流側(cè)電流波形畸變嚴(yán)重、功率因數(shù)低等問(wèn)題，設(shè)計(jì)了一種能量可以雙向流動(dòng)的充放電裝置，前級(jí)采用三相PWM整流器，后級(jí)采用Buck-Boost雙向DC/DC變換器，根據(jù)蓄電池充放電方式研究了前后兩級(jí)的聯(lián)合控制策略，實(shí)現(xiàn)蓄電池的恒壓或恒流充電以及放電控制,并利用PLECS軟件進(jìn)行仿真.仿真結(jié)果表明：該系統(tǒng)具有較高功率因數(shù)及低諧波畸變率.

充放電； 能量雙向流動(dòng)； PWM整流器； Buck-Boost變換器

0 引言

隨著能源短缺和環(huán)境污染問(wèn)題的出現(xiàn)，蓄電池開(kāi)始被大量應(yīng)用于儲(chǔ)能電站、電動(dòng)汽車以及新能源領(lǐng)域，目前國(guó)內(nèi)使用最廣泛的大功率蓄電池充放電技術(shù)是通過(guò)晶閘管的相控整流來(lái)實(shí)現(xiàn)的[1-3]，這種

裝置交流側(cè)電流波形畸變嚴(yán)重，功率因數(shù)低，嚴(yán)重污染電網(wǎng)；且自動(dòng)化程度低，操作復(fù)雜，易出現(xiàn)故障，可靠性不高.

本文針對(duì)現(xiàn)有充放電裝置存在的問(wèn)題，研究了能量可以雙向流動(dòng)的一種充放電裝置，既可以實(shí)現(xiàn)對(duì)蓄電池進(jìn)行充電，也可以實(shí)現(xiàn)對(duì)蓄電池放電.其

前級(jí)采用了三相PWM整流器，可以將交流電轉(zhuǎn)換為直流，也可將直流電逆變回饋到電網(wǎng)，并且都能保證電流畸變率小，減小對(duì)電網(wǎng)中引入的無(wú)功電流.后級(jí)采用Buck-Boost變換器，可將PWM整流器的高電壓進(jìn)行降壓和蓄電池匹配[4-9]，也可以將蓄電池電壓升高再通過(guò)PWM整流器將能量回饋到電網(wǎng).

1 充放電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

當(dāng)充電時(shí)，PWM整流器工作于整流狀態(tài)，通過(guò)控制功率管VT1，并保持VT2始終斷開(kāi)，這時(shí)Buck-Boost電路實(shí)質(zhì)上就是一個(gè)Buck電路，將PWM整流器的電壓降壓之后給蓄電池充電.當(dāng)需要放電時(shí)，PWM整流器工作于逆變狀態(tài)，控制功率管VT2，同時(shí)保持VT1始終關(guān)斷，這時(shí)Buck-Boost電路實(shí)質(zhì)上就是一個(gè)Boost電路，通過(guò)它將蓄電池的電壓升高到電網(wǎng)電壓峰值以上，再控制

PWM整流器將蓄電池的電能回饋到電網(wǎng)中，其結(jié)構(gòu)如圖1所示.

圖1 充放電結(jié)構(gòu)圖

2 核心算法設(shè)計(jì)

本文需要控制PWM整流器和Buck-Boost變換器實(shí)現(xiàn)對(duì)蓄電池的充放電.因?yàn)楸鞠到y(tǒng)前后兩級(jí)相互獨(dú)立，因此兩者可以分開(kāi)控制.

2.1 三相PWM整流器控制策略

三相電壓源型PWM整流器一般采用雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)方案，內(nèi)控制環(huán)為電流閉環(huán)控制，外控制環(huán)為電壓閉環(huán)控制[10-15].本文交流側(cè)電流內(nèi)環(huán)采用基于電流前饋解耦的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的PI控制，直流側(cè)電壓外環(huán)采用PI控制，系統(tǒng)控制框圖如圖2所示.

圖2 PWM整流器前饋解耦控制框圖

2.1.1 電流內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)

針對(duì)電流內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)而言，得到電流解耦之后的系統(tǒng)內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)框圖，如圖3所示.

圖3 電流內(nèi)環(huán)控制框圖

圖(3)中KP以及KI分別代表電流比例積分調(diào)節(jié)器的比例以及積分系數(shù)，1/(sL+R)代表控制模型的輸入輸出關(guān)系.以id電流環(huán)做為例子，系統(tǒng)閉環(huán)輸入輸出關(guān)系為：

(1)

選擇合適的KP以及KI系數(shù)，令KI/KP=R/L，即可將式(1)簡(jiǎn)化成一階慣性環(huán)節(jié)，如式(2).

(2)

根據(jù)典型一階慣性單元特性可知，其調(diào)節(jié)時(shí)間ts=3Tc，令ts=0.002 s，則Tc=0.000 67，可得KP以及KI跟Tc的關(guān)系如式(3).

(3)

式(3)中等效電阻R的表達(dá)式為：

(4)

式(4)中：Udc表示PWM整流器直流側(cè)電壓，ea表示電網(wǎng)a相電壓，ia表示PWM整流器交流側(cè)a相電流.代入數(shù)值后，可得R=26.455 Ω.將電感及等效電阻值代入式(3)就可以求得電流內(nèi)環(huán)控制器參數(shù)為KP=4.48，KI=39 485.08.

2.1.2 電壓外環(huán)設(shè)計(jì)

如果設(shè)Vdc*為電壓外環(huán)的期望值，Vdc為電壓外環(huán)的反饋值，ic為電容電流值，可得電壓外環(huán)控制的輸入輸出關(guān)系框圖，如圖4所示.

圖4 電壓外環(huán)控制框圖

設(shè)比例控制系數(shù)為KP，積分參數(shù)為KI，那么可以求得系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

(5)

令

(6)

令閉環(huán)傳遞函數(shù)降階，變?yōu)榈湫投A系統(tǒng)，可以得到

(7)

一般選取ξ=0.707，電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)時(shí)間ts=0.002 s，電壓外環(huán)需要給電流內(nèi)環(huán)留出足夠的調(diào)節(jié)時(shí)間去跟蹤給定電流，因此令電壓外環(huán)調(diào)節(jié)時(shí)間ts=0.1 s，典型二階系統(tǒng)調(diào)節(jié)時(shí)間為：

(8)

通過(guò)計(jì)算可以得到ωn=49.5.

因此，可以得出：KP=0.036 8，KI=0.12.

2.2 Buck-Boost變換器控制器設(shè)計(jì)

Buck-Boost變換器給定量以及輸出電壓或電流都是直流量，可以采用通常所使用的PID控制，就可以獲得良好的靜態(tài)以及動(dòng)態(tài)響應(yīng)，因此這里不再討論別的控制算法，而是直接選用PID控制作為變換器的控制算法.下面就計(jì)算具體的控制器參數(shù).

2.2.1 Buck部分恒壓控制

根據(jù)第三章中推導(dǎo)得到的傳遞函數(shù)并將其變形為：

(9)

可以看出這是一個(gè)二階系統(tǒng)，寫出PID的傳遞函數(shù)為：

(10)

將其改寫成式(11)的形式：

(11)

為了降低系統(tǒng)階次，可以令TcKD=LC/Vg，TcKP=L/(RVg)，TcKI=1/Vg，從而可以得到，KP=L/(TcRVg)，KI=1/(TcVg)，KD=LC/(TcVg).

這時(shí)，可以求出系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

(12)

不難發(fā)現(xiàn)，利用PID的零極點(diǎn)對(duì)消將系統(tǒng)校正成了一個(gè)積分單元，那么它的閉環(huán)傳遞函數(shù)就將是一個(gè)一階慣性環(huán)節(jié)，消除了Buck變換器的諧振峰值，使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，而且不會(huì)出現(xiàn)超調(diào)，也就不會(huì)對(duì)蓄電池產(chǎn)生過(guò)電壓充電，有利于保護(hù)蓄電池安全，不會(huì)對(duì)其壽命造成影響，閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

(13)

同樣Tc決定了Buck變換器的響應(yīng)速度，由于只含有一個(gè)參數(shù)，并且也知道參數(shù)對(duì)系統(tǒng)的影響變化規(guī)律，因此就可以很容易地根據(jù)仿真與實(shí)驗(yàn)找到合適的Tc值，令ωcTc=1，ωc代表Buck電路截止頻率，本文取ωc=20 rad/s.并將本文裝置的實(shí)際參數(shù)代入，可以求得PID參數(shù)KP=0.116、KI=0.278、KD=0.019.2.2.2 Boost部分恒壓控制

前面求得Boost變換器輸出對(duì)占空比的傳遞函數(shù)如公式(14).

(14)

式(14)中：代表Boost輸出端等效電阻，令式(11)中TcKD=LC/D′2，TcKP=L/(RD′2)，TcKI=1，從而可以得到，KP=L/(TcRD′2).因此可以求得系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)如式(15).

(15)

容易求得系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

(16)

要使得系統(tǒng)穩(wěn)定，就必須令閉環(huán)傳遞函數(shù)的所有極點(diǎn)在復(fù)平面的左半平面，即要滿足：

(17)

因?yàn)镈′2、R、L、UI均大于零，所以可以求得：

(18)

只要Tc滿足上式則系統(tǒng)就是穩(wěn)定的，將系統(tǒng)參數(shù)代入可計(jì)算得到Tc>0.231，本文取Tc=1，可以計(jì)算得出KP=0.415，KI=1，KD=0.007.

3 仿真分析

3.1 PWM整流器整流狀態(tài)仿真

圖5為利用PLECS搭建的三相PWM整流器模型，圖6是PWM整流器運(yùn)行于整流狀態(tài)，直流側(cè)帶電阻負(fù)載測(cè)試的波形和數(shù)據(jù).對(duì)蓄電池充電時(shí)，需要控制PWM整流器直流側(cè)電壓能穩(wěn)定在某一個(gè)恒定值上.在0.2 s之前將直流側(cè)電壓給定為150 V，圖7中Udc就是實(shí)際的直流側(cè)電壓，可以看到在0.2 s之前直流側(cè)電壓波形一直穩(wěn)定在150 V基本沒(méi)有誤差，穩(wěn)態(tài)性能達(dá)到了期望的需求.在0.2 s時(shí)，給定電壓突變?yōu)?00 V，實(shí)際的直流側(cè)電壓會(huì)跟隨給定電壓上升，最后經(jīng)過(guò)大約0.08 s就基本達(dá)到了200 V，其動(dòng)態(tài)響應(yīng)較快，電壓紋波約4 V.

圖5 PWM整流器模型

(a)整流狀態(tài)三相電流波形

(b)整流狀態(tài)dq坐標(biāo)系下電流波形圖6 整流狀態(tài)PWM整流器電流波形

圖6(a)是PWM整流器運(yùn)行于整流狀態(tài)時(shí)的電流波形.圖中上半部分是電網(wǎng)電壓波形，下半部分是其交流側(cè)電流波形，可以看出電網(wǎng)電壓是標(biāo)準(zhǔn)的三相正弦電壓波形.0.2 s之前能看出其的交流側(cè)電流波形也是較為標(biāo)準(zhǔn)的正弦波，沒(méi)有明顯的畸變，而且其電流與電網(wǎng)電壓是同頻同相的，即實(shí)現(xiàn)了交流側(cè)單位功率因數(shù)的目的.電流波形在0.2 s發(fā)生了變化，abc三相電流都在瞬間變大了，這是因?yàn)樵?.2 s時(shí)將直流側(cè)電壓給定增大到了200 V，而直流側(cè)電阻沒(méi)變，對(duì)應(yīng)的直流側(cè)消耗的功率增大了，所以交流側(cè)電流也會(huì)增大，這就是我們這里看到的電流波形變大的原因.圖6(b)是PWM整流器有功和無(wú)功電流波形，其中上半部分是有功電流，下半部分是無(wú)功電流.從圖中看以發(fā)現(xiàn)有功電流在0.2 s之前是大約10.9 A，在0.2 s之后變?yōu)榇蠹s13.4 A，而在整個(gè)過(guò)程中無(wú)功電流一直保持在0附近，其誤差峰值大約為0.2 A，從這個(gè)圖中就能清晰準(zhǔn)確的看出前級(jí)使用PWM整流器后，不會(huì)對(duì)電網(wǎng)造成無(wú)功電流污染.

圖7 直流側(cè)電壓波形

3.2 PWM整流器逆變狀態(tài)仿真

圖8為PWM整流器逆變狀態(tài)模型.首先令PWM整流器交流側(cè)電流為5 A，在0.2 s的時(shí)候再將其改為8 A，就能看出其穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能.

圖8 PWM整流器逆變狀態(tài)模型

圖9(a)上半部分是電網(wǎng)電壓，下半部分是電網(wǎng)電流波形，從圖中可以看到系統(tǒng)的電流是與電網(wǎng)電壓同頻反相的，前面可以看到在整流狀態(tài)時(shí)，電流是與電網(wǎng)電壓同頻同相的，但在逆變時(shí)是反相的，這和交流側(cè)電流的正方向定義有關(guān).本文中定義PWM整流器交流側(cè)電流輸入為正，那么當(dāng)電流與電網(wǎng)電壓同相時(shí)其功率就為正，代表了此時(shí)功率是從電網(wǎng)流向PWM整流器，而當(dāng)電流與電網(wǎng)電壓反相則代表功率為負(fù)，此時(shí)功率是從PWM整流器流向電網(wǎng)的.因此圖9(a)中所示的電流波形就代表了此時(shí)電能是從PWM整流器的直流側(cè)流向電網(wǎng)的，即將蓄電池的電能回饋到了電網(wǎng).在0.2 s時(shí)，將網(wǎng)側(cè)電流幅值突然由5 A變到了8 A，可以看到PWM整流器可以瞬間響應(yīng)電流變化，變?yōu)? A的交流電流.

(a)逆變狀態(tài)三相電流波形

(b)逆變狀態(tài)dq坐標(biāo)系下電流波形圖9 逆變狀態(tài)電流波形

圖9(b)是系統(tǒng)dq坐標(biāo)系下的實(shí)際電流，在電網(wǎng)電壓定向時(shí)，令d軸和電網(wǎng)電壓綜合電壓矢量重合，因此d軸上的電流就是系統(tǒng)的有功電流，q軸電流是系統(tǒng)的無(wú)功電流，實(shí)現(xiàn)將蓄電池電能以單位功率因數(shù)的電流回饋到電網(wǎng)，即系統(tǒng)無(wú)功電流為0.從圖中也可以看出無(wú)功電流始終保持在0附近，有功電流則在0.2 s時(shí)從-5 A變?yōu)?8 A.

0.23 s前 PWM整流器的交流側(cè)電流各次的諧波電流和電壓相對(duì)于基波而言基于為零，電流諧波中5以及7次諧波的含量是最大的，占到了基波的約0.5%，其余各次諧波則是更小.由此可見(jiàn)PWM整流器運(yùn)行于逆變狀態(tài)同樣也可以使其交流側(cè)電流波形正弦化，畸變率完全滿足要求.0.23 s之后的電流諧波分析結(jié)果，而這時(shí)的5次諧波占了基波電流的越0.3%.可見(jiàn)當(dāng)系統(tǒng)電流變大了之后，電流畸變率還反而在減小，因?yàn)楫?dāng)電流變大后，控制誤差就會(huì)相對(duì)的減小.

通過(guò)上面的分析發(fā)現(xiàn)，無(wú)論是模擬對(duì)蓄電池充電還是對(duì)蓄電池放電，前級(jí)的 PWM整流器都能滿足之前預(yù)期的要求，這即證明了系統(tǒng)方案選擇的正確性，也證明了前面控制其設(shè)計(jì)的合理性.

3.3 Buck變換器恒壓控制仿真

圖10為Buck恒壓控制模式的系統(tǒng)模型.圖11(a)是恒壓Buck模式的仿真結(jié)果，在0.1 s之前給定直流電壓為80 V，0.1 s之后變?yōu)?6.8 V，從仿真結(jié)果能夠看出，系統(tǒng)能夠準(zhǔn)確地跟蹤參考電壓，并且當(dāng)電壓變化時(shí)，可以在約0.01 s達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)值.圖11(b)為電壓電流放大圖，在86.8 V時(shí)電壓紋波約1.1 V.

圖10 恒壓控制模式

(a)充電電壓電流波形

(b)電壓電流放大圖圖11 充電電壓電流波形

3.4 Buck變換器恒流控制仿真

圖12為恒流充電模型.圖13(a)是恒流控制時(shí)的結(jié)果，0.1 s之前電感電流可以穩(wěn)定在8 A，0.1 s之后將給定電流改變?yōu)?0 A，從圖中可以看出電流幾乎在小于0.005 s的時(shí)間內(nèi)就能夠跟蹤給定并穩(wěn)定在10 A.圖13(b)為電壓電流放大圖，電流紋波約0.25 A.

圖12 恒流充電模型

(a)充電電壓電流波形

(b)電壓電流放大圖圖13 充電電壓電流波形

4 Boost變換器仿真

圖14為Buck-Boost變換器處于Boost模式的系統(tǒng)模型，即放電模型.圖15(a)為仿真結(jié)果，在1s之前將電壓設(shè)置為150 V，Boost電路可以將輸出電壓穩(wěn)定在150 V，在1 s的時(shí)候?qū)㈦妷航o定突然改變?yōu)?00 V，Boost變換器經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)之后也會(huì)輸出到200 V，在調(diào)解過(guò)程沒(méi)有超調(diào)，調(diào)節(jié)時(shí)間約為0.1 s.另外將200 V時(shí)電壓放大，如圖15(b)所示，可以看出其電壓紋波為6.5 V.

圖14 放電模型

(a)Boost輸出電壓波形

(b)電壓局部放大圖圖15 輸出電壓波形

5 結(jié)論

通過(guò)仿真分析可知，本裝置可以實(shí)現(xiàn)對(duì)蓄電池的充放電控制，且系統(tǒng)具有較高功率因數(shù)及低諧波畸變率.驗(yàn)證了方案和控制器的正確性，也驗(yàn)證了本系統(tǒng)的可行性.

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【責(zé)任編輯：蔣亞儒】

Design of charging and discharging system with bidirectional energy flow for battery

SHI Yong-sheng， GAO Jing-ru， LIU Yan-xin

(College of Electrical and Information Engineering, Shaanxi University of Science & Technology, Xi′an 710021, China)

According to the existing problems of battery charging and discharging device,a battery charging and discharging system with bidirectional energy flow is designed in this paper.The pre-stage adopts a three-phase PWM rectifier and the last stage adopts a Buck-Boost bidirectional DC/DC converter.The combined control strategy of pre and post stages is studied according to the method of charging and discharging.The battery constant current, constant voltage,charge control and discharge control are achieved. Using PLECS software to simulate and the simulation results show that the system has high power factor and low total harmonic distortion.

charging and discharging; bidirectional energy flow; PWM rectifier; Buck-Boost converter

2016-10-16

陜西省科技廳工業(yè)科技攻關(guān)計(jì)劃項(xiàng)目(2015GY173)； 西安市科技計(jì)劃項(xiàng)目( CXY1513(5))

史永勝(1964-)，男，陜西西安人，教授，博士，研究方向：特種電源和先進(jìn)光電器件

1000-5811(2017)01-0151-07

TM461

A