高速發(fā)電機(jī)用寬電壓范圍雙管Buck-Boost變換器暫態(tài)穩(wěn)定分析與系統(tǒng)校正

臺(tái)流臣， 林明耀， 駱皓， 付興賀， 劉凱

(1.東南大學(xué) 伺服控制技術(shù)教育部工程研究中心，江蘇 南京 210096；2.南京工程學(xué)院，江蘇 南京 211167；3.國(guó)電南京自動(dòng)化股份有限公司，江蘇 南京 210032)

高速發(fā)電機(jī)用寬電壓范圍雙管Buck-Boost變換器暫態(tài)穩(wěn)定分析與系統(tǒng)校正

臺(tái)流臣1， 林明耀1， 駱皓2，3， 付興賀1， 劉凱1

(1.東南大學(xué) 伺服控制技術(shù)教育部工程研究中心，江蘇 南京 210096；2.南京工程學(xué)院，江蘇 南京 211167；3.國(guó)電南京自動(dòng)化股份有限公司，江蘇 南京 210032)

高速永磁發(fā)電機(jī)寬速度范圍運(yùn)行時(shí)輸出電壓波動(dòng)大，當(dāng)發(fā)電機(jī)輸出端接雙管Buck-Boost變換器進(jìn)行調(diào)壓時(shí)，寬電壓范圍輸入對(duì)變換器的穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能提出挑戰(zhàn)。本文采用平均開(kāi)關(guān)法建立了雙管Buck-Boost變換器電感電流連續(xù)的非理想小信號(hào)模型，基于該模型分析了占空比、負(fù)載、輸出濾波電容等效ESR、控制參數(shù)等對(duì)系統(tǒng)暫態(tài)穩(wěn)定性能的影響，給出了提高系統(tǒng)暫態(tài)性能的控制參數(shù)設(shè)計(jì)方法。分析研究發(fā)現(xiàn)：占空比的變化導(dǎo)致系統(tǒng)的非最小相位反應(yīng)明顯，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)變差；負(fù)載變化時(shí)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)變化??；增大輸出濾波電容等效ESR可以改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了暫態(tài)穩(wěn)定分析和控制參數(shù)設(shè)計(jì)的合理性。

雙管Buck-Boost變換器；開(kāi)關(guān)平均法；右半平面零點(diǎn)；動(dòng)態(tài)響應(yīng)；補(bǔ)償

0 引 言

高速永磁電機(jī)體積小，重量輕，功率密度和效率高，在航空航天、車輛以及分布式微型燃?xì)廨啓C(jī)供電系統(tǒng)中得到廣泛的應(yīng)用。高速永磁發(fā)電機(jī)的勵(lì)磁不可調(diào)，轉(zhuǎn)速和負(fù)載的變化都將影響輸出電壓的品質(zhì)[1-2]。因此，高速永磁發(fā)電機(jī)供電系統(tǒng)需采用電力電子裝置改善供電電壓。

常見(jiàn)的高速發(fā)電機(jī)系統(tǒng)中包括一套整流和DC-DC變換器[3]。寬電壓范圍對(duì)DC-DC變換器的電路拓?fù)?、電壓電流?yīng)力以及控制器設(shè)計(jì)提出了更加嚴(yán)格的要求。雙管Buck-Boost變換器是一種Buck電路與Boost電路級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，具有輸入輸出電壓同極性，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，小型化，可用于升降壓的大功率場(chǎng)合等優(yōu)點(diǎn)[4-5]。目前，該變換器已被廣泛經(jīng)應(yīng)用于鋰電池供電系統(tǒng)[6-7]、功率因數(shù)校正電路[8]和光伏并網(wǎng)系統(tǒng)[9]等場(chǎng)合。DC-DC變換器的輸入電壓和輸出功率通常在一定的范圍內(nèi)變化，在兩倍或兩倍以上的寬輸入電壓情況下，如何分析和設(shè)計(jì)小信號(hào)環(huán)路保證變換器的穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能己成為研究的焦點(diǎn)[10-11]。文獻(xiàn)[11]用輸入電壓作為補(bǔ)償量改善Buck電路的環(huán)路增益，在寬輸入電壓范圍應(yīng)用下，能同時(shí)兼顧穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能。

將輸出電容電壓進(jìn)行反饋控制時(shí)，Boost型變換器是非最小相位系統(tǒng)。當(dāng)電路參數(shù)發(fā)生改變時(shí)，輸出電壓除發(fā)生超調(diào)外，在初始階段還出現(xiàn)負(fù)超調(diào)。負(fù)超調(diào)會(huì)延長(zhǎng)系統(tǒng)的過(guò)渡時(shí)間，改變反饋信號(hào)的性質(zhì)，惡化控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能[12-13]。文獻(xiàn)[12]分析了準(zhǔn)Z源變換器不同參數(shù)電感、電容對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性的影響；文獻(xiàn)[13]分析了boost變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)與系統(tǒng)暫態(tài)性能的關(guān)系。

以上文獻(xiàn)從變換器的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型出發(fā)，分析了Buck模式或者Boost模式變換器的暫態(tài)特性與變換器參數(shù)關(guān)系，關(guān)于寬電壓范圍輸入雙管Buck-Boost變換器，電路參數(shù)變化對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能影響的文獻(xiàn)較少。本文旨在改善高速發(fā)電機(jī)用寬輸入電壓范圍雙管Buck-Boost變換器的動(dòng)態(tài)性能，建立電感電流連續(xù)的雙管Buck-Boost變換器的非理想小信號(hào)模型，分析占空比D、負(fù)載Io、輸出濾波電容等效ESR、右半平面零點(diǎn)以及控制參數(shù)等對(duì)系統(tǒng)暫態(tài)性能的影響，給出控制系統(tǒng)參數(shù)的設(shè)計(jì)方法，提高變換器在寬電壓輸入范圍內(nèi)的穩(wěn)定性。搭建高速低壓發(fā)電機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，研究輸入三相交流線電壓5 V～50 V范圍的樣機(jī)性能。

1 高速發(fā)電機(jī)系統(tǒng)電路拓?fù)?/h2>

高速低壓發(fā)電機(jī)直流供電系統(tǒng)由不可控整流電路和雙管Buck-Boost變換器組成，如圖1(a)所示。該系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，控制方便。不控整流電路將發(fā)電機(jī)的輸出電壓經(jīng)三相不控整流后再經(jīng)雙管Buck-Boost變換器進(jìn)行穩(wěn)壓。開(kāi)關(guān)管S1、S2采用同步控制的開(kāi)關(guān)模式，控制電路實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，穩(wěn)定性和可靠性高[10]。

圖1 主電路拓?fù)浜屯娇刂品椒‵ig.1 Main circuit and synchronization control scheme

圖1(b)為同步開(kāi)關(guān)模式電感電流連續(xù)波形圖，其中D是占空比，Vs1、Vs2是同步的占空比信號(hào)，Vin是直流輸入電壓，Vo是輸出電壓，VL、iL分別是電感電壓和電流，Cin、Co分別是輸入和輸出電容。雙管Buck-Boost變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，忽略管壓降，S1、S2開(kāi)通Ton期間，電感電壓為直流母線電壓Vin；在S1、S2關(guān)斷Toff期間，電感電壓為輸出電壓Vo。

永磁高速發(fā)電機(jī)的端電壓方程為：

(1)

式中：ua、ub、uc為高速發(fā)電機(jī)的端電壓(V)；ψf轉(zhuǎn)子在定子磁場(chǎng)中產(chǎn)生的磁鏈(Wb)；ωr轉(zhuǎn)子電角速度(rad/s)；θr定子繞組軸線與轉(zhuǎn)子軸線之間初始角度(rad)；Rs三相對(duì)稱電阻(Ω)，RA=RB=RC=Rs；Ls三相定子電感(H)，LA=LB=LC=Ls；ia、ib、ic電機(jī)相電流(A)。

高速低壓發(fā)電機(jī)直流供電系統(tǒng)前級(jí)為帶電容濾波的不控整流電路，輸出直流電壓平均值Vd約為高速發(fā)電機(jī)輸出相電壓Vph的2.34～2.45倍，考慮到負(fù)載的變化情況，取Vin=Vd=2.34Vph。

當(dāng)雙管Buck-Boost變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電感L的伏秒面積為零，變換器的輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系為

(2)

輸出電流Io平均值與電感電流連續(xù)IL平均值的關(guān)系

Io=(1-D)IL。

(3)

同步模式下雙管Buck-Boost變換器電感值

(4)

在Buck模式工作時(shí)，輸出濾波電容C的容量為

(5)

Boost模式工作時(shí)，濾波電容C的容量為

(6)

考慮到實(shí)際電容的寄生參數(shù)及減小紋波電壓的要求，選取電容CBuck、CBoost中的比較大的值。

2 雙管Buck-Boost變換器數(shù)學(xué)模型

PWM型DC-DC變換器控制系統(tǒng)是一個(gè)負(fù)反饋系統(tǒng)，控制電路檢測(cè)輸出電壓并與給定電壓比較，產(chǎn)生周期固定、占空比變化的PWM控制信號(hào)。通常采用小信號(hào)模型來(lái)設(shè)計(jì)變換器的控制電路[14-15]。

2.1 低頻小信號(hào)模型

變換器中開(kāi)關(guān)器件工作在高頻非線性狀態(tài)，變換器動(dòng)態(tài)特性的分析比較復(fù)雜，功率器件高頻開(kāi)關(guān)損耗增加，由此產(chǎn)生的高頻寄生電感、電容參數(shù)以及高頻EMI問(wèn)題嚴(yán)重。在低電壓大電流工作狀態(tài)，為提高變換器的變換效率和控制性能，需要建立考慮寄生參數(shù)的非理想變換器的小信號(hào)模型，用來(lái)推導(dǎo)變換器的關(guān)鍵傳遞函數(shù)。常用的變換器小信號(hào)分析方法是狀態(tài)空間法和電路平均法[14-15]。本文采用等效受控源電路模型，其本質(zhì)上是一種電路平均模型。變換器的主電路參數(shù)如表1所示。

表1 變換器設(shè)計(jì)參數(shù)Table 1 Parameters of the converter

在電感電流連續(xù)工作模式下，將圖1電路中的S1、S2用受控電流源表示，VD1、VD2用受控電壓源表示，受控電流源和受控電壓源的大小分別為流經(jīng)開(kāi)關(guān)元件的電流或者電壓在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的平均值，如圖2(a)所示。公式(7)中占空比、電感電流、輸入和輸出電壓分別用直流分量和交流分量之和來(lái)表示，帶“^”的參數(shù)代表交流小信號(hào)分量：

(7)

經(jīng)式(8)～式(10)推導(dǎo)，再經(jīng)分離擾動(dòng)和線性化后得到雙管Buck-Boost變換器的直流穩(wěn)態(tài)模型和低頻小信號(hào)模型，分別如圖2(b)、圖2(c)所示。

(8)

(9)

(10)

圖2 非理想雙管Buck-Boost變換器低頻小信號(hào)模型Fig.2 Low-frequency small-signal model of non-ideal two switches Buck-Boost converter

其中：L是濾波電感，C是濾波電容，R是負(fù)載電阻，RC是輸出濾波電容的等效串聯(lián)電阻，RL是電感等效電阻，MOS管的通態(tài)電阻暫不考慮，實(shí)際電路中選擇低通態(tài)電阻的MOS管來(lái)降低通態(tài)損耗。

2.2 主要傳遞函數(shù)

(11)

其中：

從公式(11)可知，變換器傳遞函數(shù)的諧振頻率f0=ωo/2π、右半平面零點(diǎn)頻率fRHPZ=ωRHPZ/2π分別與占空比D和負(fù)載Io兩個(gè)變量相關(guān)，此時(shí)的電路工作特性不同于傳統(tǒng)的Buck和Boost電路。

按照表1所示的電路參數(shù)，額定功率300 W，三相輸入線電壓為17 V～50 V，占空比D=Vo/(Vo+Vin)∈[0.26,0.6]，負(fù)載從1 A變化到10 A時(shí)，阻尼比、諧振頻率及右半平面零點(diǎn)分別與占空比和負(fù)載的關(guān)系如圖3所示。圖3表明，隨著輸入電壓的升高，占空比減小，阻尼比逐漸變小，在同一占空比下，阻尼比隨負(fù)載的變化較??；諧振頻率f0隨占空比減小而增加，f0跟隨負(fù)載變化關(guān)系不明顯，f0最大值低于系統(tǒng)的低頻紋波頻率，不會(huì)影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性[16]。隨著輸入電壓的升高和負(fù)載的增大，右半平面零點(diǎn)頻率fRHPZ增大，當(dāng)輸入線電壓為17 V時(shí)，計(jì)算占空比D為0.6，fRHPZ的最小值約為4 kHz。在同步控制方法下，Boost模式和Buck模式共用一個(gè)電壓調(diào)節(jié)器，為防止右半平面零點(diǎn)破壞系統(tǒng)的穩(wěn)定性，需要設(shè)計(jì)變換器開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的穿越頻率遠(yuǎn)低于fRHPZ，這樣就限制了控制系統(tǒng)的帶寬，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)變慢。因此，分析系統(tǒng)的電路參數(shù)與暫態(tài)穩(wěn)定性的關(guān)系尤為重要。

圖3 阻尼比、零極點(diǎn)與占空比、負(fù)載關(guān)系Fig.3 Damping ratio,zeroes and poles VS duty cycle and load

3 系統(tǒng)暫態(tài)穩(wěn)定分析和控制環(huán)路校正

按照表1的變換器設(shè)計(jì)參數(shù)，分別分析占空比、負(fù)載以及電路寄生參數(shù)與暫態(tài)穩(wěn)定的關(guān)系。

3.1 占空比D對(duì)開(kāi)環(huán)系統(tǒng)的影響

額定功率300 W，輸入電壓不同時(shí)，占空比導(dǎo)致的開(kāi)環(huán)系統(tǒng)的零極點(diǎn)分布和系統(tǒng)的階躍響應(yīng)如圖4所示。

由圖4(a)可知，隨著輸入電壓的升高，相應(yīng)占空比D由0.60減小到0.26，系統(tǒng)在S平面中的右半平面零點(diǎn)運(yùn)動(dòng)軌跡遠(yuǎn)離原點(diǎn)，左半平面的極點(diǎn)也遠(yuǎn)離原點(diǎn)，這樣致使控制系統(tǒng)的阻尼比變小，系統(tǒng)階躍響應(yīng)的超調(diào)量將變大。對(duì)應(yīng)圖4(b)分析可知，隨著占空比D的減小，系統(tǒng)階躍響應(yīng)的超調(diào)量增大，過(guò)渡時(shí)間變長(zhǎng)；右半平面零點(diǎn)遠(yuǎn)離原點(diǎn)，系統(tǒng)的負(fù)超調(diào)有所減小。綜上分析可知，負(fù)超調(diào)隨著占空比D的減小而減小，占空比的變化對(duì)變換器的暫態(tài)性能影響大，該特性與圖3(b)占空比D減小引起的阻尼比ξ減小造成的超調(diào)響應(yīng)一致。

圖4 負(fù)載固定不同占空比對(duì)系統(tǒng)的影響Fig.4 Influence of different duty ratio on the system with same load

3.2 負(fù)載Io變化對(duì)開(kāi)環(huán)系統(tǒng)的影響

在輸入電壓不變，負(fù)載Io從1 A變化到10 A。不同的負(fù)載Io對(duì)應(yīng)開(kāi)環(huán)系統(tǒng)的零極點(diǎn)分布和系統(tǒng)的階躍響應(yīng)如圖5所示，由圖5(a)可知，隨著負(fù)載Io的增大，系統(tǒng)在S平面中的右半平面零點(diǎn)運(yùn)動(dòng)軌跡向原點(diǎn)靠近、左半平面的極點(diǎn)運(yùn)動(dòng)軌跡沿虛軸變化不明顯。由圖5(b)看出，隨著負(fù)載Io的增大，系統(tǒng)的超調(diào)量有微小的減?。浑S著右半平面零點(diǎn)向原點(diǎn)靠近，系統(tǒng)的負(fù)超調(diào)有所加重。綜上分析可知，負(fù)超調(diào)隨著負(fù)載Io的增加而變大，負(fù)載Io的變化對(duì)變換器的暫態(tài)性能影響較平和，與圖3(b)負(fù)載Io增大引起的阻尼比ξ基本不變?cè)斐傻南到y(tǒng)超調(diào)響應(yīng)相吻合。

圖5 固定輸入電壓負(fù)載變化對(duì)開(kāi)環(huán)系統(tǒng)的響應(yīng)Fig.5 Influence of different load on the system with same input voltage

3.3 電容等效串聯(lián)電阻RC對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能的影響

(12)

比較式(11)與式(12)可知:從ωRHPZ、ωRHPZno可知RC并未改變?cè)鹊挠野肫蕉泓c(diǎn)位置。由于RC遠(yuǎn)小于負(fù)載電阻R，主導(dǎo)極點(diǎn)ω0=158 Hz，基本不受RC影響。無(wú)RC的阻尼系數(shù)為ξno=0.2，小于考慮RC的ξ=0.35，預(yù)示著主導(dǎo)極點(diǎn)導(dǎo)致的諧振峰值將減小，該振蕩環(huán)節(jié)的相位變化緩。RC的存在增加了一個(gè)左半平面零點(diǎn)，該零點(diǎn)提供了90°相位提升，如圖6所示。

圖6 有RC和無(wú)RC系統(tǒng)伯德圖Fig.6 Bode plots of system with RC and no RC

綜上所述，RC的存在增加了變換器的阻尼，有助于減小諧振峰值。對(duì)電解電容而言，通常RC·C=65×10-6，ESR零點(diǎn)頻率fZC=2.45 kHz遠(yuǎn)高于主導(dǎo)極點(diǎn)頻率，僅影響中頻及高頻特性，對(duì)低頻點(diǎn)幅值沒(méi)有影響。

3.4 系統(tǒng)控制環(huán)路的校正補(bǔ)償

采用電壓模式控制作為變換器的控制方案，其小信號(hào)控制框圖如圖7所示。圖中，Av(s)為音頻衰減，Z0(s)為開(kāi)環(huán)輸出阻抗，H(s)為輸出電壓采樣系數(shù)，Gvc(s)為補(bǔ)償器增益，Gpwm(s)為PWM調(diào)制增益，Gvd(s)為輸出電壓對(duì)占空比的傳遞函數(shù)。

控制系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為

Tv(s)=H(s)Gvc(s)Gpwm(s)Gvd(s)。

(13)

圖7 電壓控制模式小信號(hào)框圖Fig.7 Small signal control block diagram of voltage mode

權(quán)衡考慮系統(tǒng)的阻尼比、控制帶寬、右半平面零點(diǎn)以及輸出濾波電容等效ESR對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，提高控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，Gvc(s)采用Type-III型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。Type-III 型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gvc(s)的傳遞函數(shù)為

(14)

圖8 Type-III型(2零點(diǎn)，3極點(diǎn))補(bǔ)償器Fig.8 Type-III (2-zeros and 3-poles) compensator

根據(jù)前文的分析，系統(tǒng)的右半平面零點(diǎn)為4 kHz，綜合考慮，系統(tǒng)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的穿越頻率設(shè)置在1 kHz左右，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gvc(s)的零點(diǎn)ωcz1和ωcz2補(bǔ)償主電路LC諧振的雙極點(diǎn)，第一極點(diǎn)補(bǔ)償輸出濾波電容的ESR，第二極點(diǎn)設(shè)置在右半平面零點(diǎn)附近。Type-III 型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)設(shè)置為：R1=100 kΩ,R2=35 kΩ,R3=5 kΩ,C1=820 pF,C2=220 nF,C3=10 nF。

圖9(a)、圖9(b)是系統(tǒng)在的不同工作點(diǎn)下對(duì)應(yīng)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)Tv(s)的幅值裕度和相位裕度。

圖9 補(bǔ)償后的系統(tǒng)響應(yīng)Fig.9 System response after compensation

補(bǔ)償后的控制系統(tǒng)的幅值裕度大于3 dB，相位余度保持在55°～80°之間，具備較好的魯棒性和足夠的相位余度，系統(tǒng)是穩(wěn)定的[17]。從圖9(c)、圖9(d)可知，在占空比和負(fù)載分別變化時(shí)，系統(tǒng)的上升時(shí)間短，超調(diào)量小，系統(tǒng)的暫態(tài)響應(yīng)得到改善。

4 仿真和實(shí)驗(yàn)分析

為了驗(yàn)證文中理論分析和設(shè)計(jì)的正確性，采用Saber軟件進(jìn)行了仿真，在此基礎(chǔ)上，搭建了高速電機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)并設(shè)計(jì)了一臺(tái)原理樣機(jī)，如圖10所示。

圖10 高速電機(jī)平臺(tái)和實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.10 High-speed motor platform and prototype

圖11和圖12是變換器的穩(wěn)態(tài)工作波形。vgs是占空比信號(hào)，Vo是輸出電壓，iL是電感電流。圖11是仿真結(jié)果，變換器分別在輸入三相線電壓17 V(Boost模式)和50 V(Buck模式)都能達(dá)到穩(wěn)定工作。圖12是實(shí)驗(yàn)結(jié)果，與仿真結(jié)果一致。由于驅(qū)動(dòng)電路參數(shù)的影響，vgs實(shí)驗(yàn)波形的邊沿有一定的延時(shí)。

圖11 仿真結(jié)果Fig.11 Simulation results

圖12 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.12 Experimental results

圖13 仿真結(jié)果Fig.13 Simulation results

圖13和圖14分別為變換器負(fù)載階躍的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形，變載條件：采用EA-EL9160-100電子負(fù)載，階躍上升時(shí)間設(shè)置為30 us，負(fù)載電流從1 A突變到額定電流10 A。voac是輸出直流電壓中的交流分量，vac是三相輸入線電壓。圖13的仿真結(jié)果表明，變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)好，在變載過(guò)程中的最大超調(diào)電壓為1 V，輸出紋波電壓voac小于100 mV。圖14是相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，分別測(cè)試了Buck模式和Boost模式的下輸出電壓情況，隨著輸入電壓的升高，負(fù)載突變時(shí)輸出電壓的超調(diào)變大，最大超調(diào)電壓接近1 V，輸出電壓紋波小于100 mV，小于500 mV指標(biāo)要求。對(duì)比圖9(c)、圖9(d)可知，在占空比不同的Boost模式和Buck模式，Boost模式下，系統(tǒng)的穿越頻率比較低，其響應(yīng)時(shí)間比Buck模式的長(zhǎng)；Buck模式下的阻尼比ξ較小，其超調(diào)量比Boost模式的大。

圖14 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.14 Experimental results

5 結(jié) 論

高速低壓發(fā)電機(jī)的勵(lì)磁不可調(diào)，寬范圍的輸出電壓增加了后級(jí)變換器設(shè)計(jì)難度。針對(duì)以上問(wèn)題，本文設(shè)計(jì)了一臺(tái)10倍寬電壓范圍輸入的雙管Buck-Boost變換器，滿載工作時(shí)，輸入電壓能達(dá)到3倍以上的范圍。通過(guò)對(duì)其暫態(tài)特性和控制系統(tǒng)的深入分析和研究得出以下結(jié)論：

1)電感電流連續(xù)工作模式下的雙管Buck-Boost變換器小信號(hào)模型中存在右半平面零點(diǎn)，該零點(diǎn)限制了控制變換器的帶寬，在電路參數(shù)變化時(shí)，輸出電壓存在負(fù)超調(diào)，惡化了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。

2)占空比的變化對(duì)系統(tǒng)的影響較大，負(fù)載變化對(duì)系統(tǒng)的影響小，輸出濾波電容的等效串聯(lián)電阻可以增加變換器的阻尼比，改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。

3)在低頻小信號(hào)模型的基礎(chǔ)上，給出了適合寬范圍輸入的電壓控制策略。

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(編輯：賈志超)

Transient analysis and system compensation of two-switch Buck-Boost converter for high-speed generator with a wide voltage range

TAI Liu-chen1， LIN Ming-yao1， LUO Hao2,3， FU Xing-he1， LIU kai1

(1.Engineering Research Center for Motion Control of MOE,Southeast University,Nanjing 210096,China;2.Nanjing Institute of Technology,Nanjing 211167,China; 3.Guodian Nanjing Automation Co.,Ltd.,Nanjing 210032,China)

The output voltage range of high-speed permanent magnet generator is wide.As two-switch Buck-Boost (TSBB) converter is used in the output of the generator to regulate the DC voltage,the wide input voltage range will challenge the stability and dynamic performance of converter.The low-frequency small-signal models of TSBB converter which works in the continuous conduction mode (CCM) were built by averaged switch model.The influence,such as the duty ratio,load,equivalent series resistance(ESR) of output filter capacitor and the right half plane (RHP) zero on the transient stability of control system was analyzed separately.The method of control parameter design to improve transient performance was given.When duty cycle changed,the reaction of non-minimum phase system was obvious,and the dynamic response of the system became bad.The dynamic response of the system caused by different load variations changed little.ESR of filter capacitor can effectively improve the dynamic performance of the system.Finally,the transient analysis and control design parameters rationality are verified by the simulation and experimental results.

two-switch Buck-Boost converter; switch averaging method; right-half-plant zero; transient response; compensation

2016-02-23

國(guó)家自然科學(xué)基金(51307022，51507030)；江蘇省自然科學(xué)基金(BK20141095)

臺(tái)流臣(1985—)，男，博士研究生，研究方向?yàn)榭稍偕茉磁c分布式發(fā)電技術(shù)； 林明耀(1959—)，男，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)樾滦碗姍C(jī)的運(yùn)行理論及控制、電力電子和電力傳動(dòng)； 駱 皓(1978—)，男，博士，高級(jí)工程師，研究方向?yàn)樾履茉窗l(fā)電及控制技術(shù)； 付興賀(1978—)，男，博士，講師，研究方向?yàn)橐惑w化電機(jī)及其控制； 劉 凱(1983—)，男，博士，講師，研究方向?yàn)樘胤N電機(jī)及其驅(qū)動(dòng)控制、高速電機(jī)驅(qū)動(dòng)技術(shù)。

林明耀

10.15938/j.emc.2016.12.005

TM 46

:A

:1007-449X(2016)12-0032-10