基于帶抽頭電感準(zhǔn)Z源變換器的BLDCM控制系統(tǒng)研究

任明煒，孫浩

（江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江 212013）

基于帶抽頭電感準(zhǔn)Z源變換器的BLDCM控制系統(tǒng)研究

任明煒，孫浩

（江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江 212013）

基于帶抽頭電感的準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)，構(gòu)建一種永磁無刷直流電機(jī)（BLDCM）的控制系統(tǒng)。利用該準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的高電壓增益特性，實(shí)現(xiàn)兩種工作模式的平滑切換，有效拓寬了無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)的調(diào)速范圍，并彌補(bǔ)了電源端故障時(shí)電機(jī)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩特性變差的問題。仿真和實(shí)驗(yàn)證明了該方法的有效性、準(zhǔn)確性和實(shí)時(shí)性。

帶抽頭電感；準(zhǔn)Z源逆變器；調(diào)速范圍；無刷直流電機(jī)

電動(dòng)車近年來獲得了廣泛應(yīng)用和發(fā)展，而永磁無刷直流電機(jī)（BLDCM）以其結(jié)構(gòu)簡單、體積小、壽命長、效率高等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于電動(dòng)車用電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)。然而電動(dòng)車在不同工況下（如爬坡，加速等），蓄電池電壓往往會(huì)不正常跌落，電機(jī)的轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩性能下降，最終導(dǎo)致電動(dòng)車應(yīng)用受限。傳統(tǒng)補(bǔ)償措施是在電源和電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路之間加1個(gè)BOOST升壓電路，但是BOOST升壓系數(shù)較低，系統(tǒng)應(yīng)用工況仍然受到一定的限制。

文獻(xiàn)［1］提出一種Z源網(wǎng)絡(luò)，應(yīng)用到逆變電路中不會(huì)改變系統(tǒng)的效率，只要在電路中插入直通量就可以達(dá)到升壓的目的。但是升壓系數(shù)有限，過大的直通占空比會(huì)過多占用逆變電路的調(diào)制比。文獻(xiàn)［2］對文獻(xiàn)［1］的Z源網(wǎng)絡(luò)加以改進(jìn)，提出一種Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)，克服了一些傳統(tǒng)Z源網(wǎng)絡(luò)的不足，同樣的升壓系數(shù)下，Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)電容的電壓應(yīng)力更低，且輸入電流連續(xù)。但是這種Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)并沒有改變其電壓增益。文獻(xiàn)［3］提出一種帶抽頭電感的準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)，相對于文獻(xiàn)［1］和文獻(xiàn)［2］，同樣的直通占空比，文獻(xiàn)［3］中的準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)具有更高的升壓系數(shù)，這樣可以盡量少的占用逆變部分的調(diào)制比，使得系統(tǒng)整體升壓系數(shù)增大。

本文在基于帶抽頭電感準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上，將該新型準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用到無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)中，構(gòu)建一種新的無刷直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)。該控制系統(tǒng)具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1）利用帶抽頭電感準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)更高的升壓特性提高直流母線電壓，相比傳統(tǒng)的Z源網(wǎng)絡(luò)，較小的直通占空比就能得到較高的直流母線電壓，留下足夠的調(diào)制比調(diào)節(jié)電機(jī)，使得電機(jī)調(diào)速范圍更加寬廣；

2）當(dāng)蓄電池有不正常電壓跌落時(shí)可以迅速升高并穩(wěn)定直流母線電壓；

3）逆變橋無需加入死區(qū)時(shí)間，不用考慮直通短路的問題，系統(tǒng)的穩(wěn)定性和電壓利用率得到提高；

4）系統(tǒng)具有更多的工作狀態(tài)，滿足電動(dòng)車不同的工況需求。

1 主電路拓?fù)?/h2>

本文的系統(tǒng)主電路拓?fù)鋱D如圖1所示。

圖1 主電路拓?fù)鋱DFig.1 Topology of the main circuit

該拓?fù)渲饕芍绷麟娫?，?zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)，三相橋和無刷直流電機(jī)4個(gè)部分組成。準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)由電感L1,帶抽頭電感L2（可用帶磁芯的高頻變壓器原副邊線圈首尾相連得到，不僅減小體積，而且能提高電感高頻性能，方便通過加氣隙的方法抑制電感飽和），電容C1,C2和二極管D1,D2,D3構(gòu)成，與傳統(tǒng)Z源網(wǎng)絡(luò)不同，準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的電容和電感不要求嚴(yán)格對稱相等，更適合實(shí)際應(yīng)用。帶抽頭電感L1原邊繞組匝數(shù)為N1,副邊繞組匝數(shù)為N2。與傳統(tǒng)Z源網(wǎng)絡(luò)相比，由于抽頭電感L2的存在，相同的升壓系數(shù)下，準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)所需的直通占空比更小，為后面的電機(jī)控制留有更多的調(diào)制比，改善電機(jī)控制性能［3］。

電路中準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)主要用來升壓和穩(wěn)壓，當(dāng)直流電源有電壓跌落或直流電源電壓無法滿足電機(jī)驅(qū)動(dòng)需求（如轉(zhuǎn)速較高）時(shí)，可以通過在三相橋任意橋臂加入適當(dāng)?shù)闹蓖縼硖岣咧绷髂妇€電壓。該電路允許同一橋臂的上下開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通，無需加入死區(qū)，諧波少，穩(wěn)定性高。準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的升壓關(guān)系可用下式表示［3］：

式中：Vpn為直流母線電壓；Vdc為直流供電電源電壓；VC1,VC2分別為電容C1,C2的電壓；N為電感L2原副邊匝比；D0為直通占空比。

式中：Ts為開關(guān)周期；t0為1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)插入的直通時(shí)間，即直通狀態(tài)的工作時(shí)間。

2 工作原理分析

本文采用方波驅(qū)動(dòng)無刷直流電機(jī)。傳統(tǒng)的方波驅(qū)動(dòng)每次需要同時(shí)控制2個(gè)開關(guān)管通斷，也稱二二導(dǎo)通方式。不同于傳統(tǒng)方波驅(qū)動(dòng)，本文需要同時(shí)控制3個(gè)開關(guān)管，增加的1個(gè)開關(guān)管用來向電路中插入直通量來提高直流母線電壓，滿足電路不同的需求（如高速或高轉(zhuǎn)矩需求）。

以A相和C相導(dǎo)通時(shí)為例，A相電流為正，此時(shí)需要控制開關(guān)管Q1,Q2和Q4。如圖2所示，此時(shí)Q1和Q2恒導(dǎo)通，Q4斬波。Q4的占空比即為直通占空比D0,用于控制準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的升壓。Q4關(guān)斷期間電機(jī)正常驅(qū)動(dòng)，即電機(jī)驅(qū)動(dòng)的調(diào)制比為1-D0。同理，當(dāng)A相和B相導(dǎo)通時(shí)，若A相電流為正，此時(shí)Q1和Q6恒導(dǎo)通，Q3斬波，這樣可將直通量平均分配到6個(gè)開關(guān)管中，均衡各開關(guān)管的損耗。

圖2 直通量的插入Fig.2 The insert of shoot-through state

當(dāng)電源電壓足夠高，而轉(zhuǎn)速要求較低時(shí)，可以使直通占空比為0，然后像傳統(tǒng)控制系統(tǒng)一樣通過PWM斬波來控制轉(zhuǎn)速。這樣使得系統(tǒng)既能滿足高速驅(qū)動(dòng)也能滿足低速驅(qū)動(dòng)要求。因此，電路具有3種工作狀態(tài)，如圖3所示。圖3a是有效時(shí)間作用狀態(tài)，此時(shí)開關(guān)管Q5和Q6導(dǎo)通，直流電源、電感L1以及抽頭電感L2原副邊電感上的電壓串聯(lián)供電機(jī)使用，直流側(cè)能量順利流入電機(jī)三相繞組，電機(jī)正常驅(qū)動(dòng)，同時(shí)電感L1給電容C1充電，抽頭電感L2給電容C2充電；當(dāng)Q2也導(dǎo)通時(shí)，電機(jī)進(jìn)入直通時(shí)間作用狀態(tài)，如圖3b所示，此時(shí)Q2和Q5直通短路，準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的電容C1給抽頭電感L2的原邊充電，電容C2和直流電源串聯(lián)給電感L1充電為下次升壓供給電機(jī)做準(zhǔn)備，此時(shí)直流側(cè)能量沒有流入電機(jī)，電機(jī)的B相和C相繞組經(jīng)Q2和Q6續(xù)流。如果直流電壓足夠且轉(zhuǎn)速此時(shí)較低時(shí)，則系統(tǒng)進(jìn)入斬波狀態(tài)。假設(shè)采用傳統(tǒng)的on-pwm模式，并以Q5恒導(dǎo)通，Q6斬波時(shí)為例，在Q6斬波時(shí)的導(dǎo)通期間，工作狀態(tài)類似于圖3a，是有效時(shí)間作用狀態(tài)，在Q6斬波時(shí)的關(guān)斷期間，如圖3c所示，此時(shí)由于沒有直通量插入，準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)不升壓，且直流側(cè)能量沒有流入電機(jī)，電機(jī)B相和C相繞組經(jīng)Q3和Q5續(xù)流。

圖3 系統(tǒng)電路工作狀態(tài)Fig.3 System circuit working status

由此可見，本文的系統(tǒng)既能保證電機(jī)正常驅(qū)動(dòng)，又能實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)升壓，實(shí)現(xiàn)電機(jī)驅(qū)動(dòng)和準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)升壓的自由切換。

3 系統(tǒng)的控制策略

為了簡化分析，假設(shè)忽略電樞繞組的電感，也不考慮開關(guān)器件動(dòng)作的過渡過程，那么無刷直流電機(jī)的電壓方程可以簡化為

式中：Vpn為直流母線電壓；VT為開關(guān)器件的管壓降；E為電機(jī)的反電動(dòng)勢；r為每相繞組的電阻；Ia為電樞電流。

電機(jī)的反電動(dòng)勢E=CeΦn，結(jié)合式（3）可得：

由式（4）和式（5）可知，當(dāng)直流電源電壓較低時(shí)，加入適當(dāng)?shù)闹蓖刻岣咧绷髂妇€電壓可以改善電機(jī)的轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩特性，滿足電機(jī)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩的驅(qū)動(dòng)需求。本文的控制原理框圖。如圖4所示。該控制系統(tǒng)具有2種工作模式：準(zhǔn)Z源升壓模式和傳統(tǒng)on-pwm斬波模式。當(dāng)直流電源電壓突降或有故障不能滿足電機(jī)轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩需求時(shí)，模式選擇控制器選擇準(zhǔn)Z源升壓模式，如圖4中虛線所示，此時(shí)根據(jù)不同的轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩需求來選擇直流母線電壓給定值和實(shí)際的直流母線電壓Vpn經(jīng)PI調(diào)節(jié)輸出直通占空比D0，用于調(diào)節(jié)直流母線電壓，而此時(shí)需保證斬波比D=1，即逆變部分不斬波，該模式的驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖2所示；當(dāng)直流母線電壓足以滿足電機(jī)驅(qū)動(dòng)需求時(shí)，模式選擇控制器選擇傳統(tǒng)on-pwm斬波模式，此時(shí)D0輸出為零，而斬波比D在0到1之間變化。由于在直通時(shí)Vpn為0，非直通時(shí)不為零，所以很難直接檢測Vpn的最大值。根據(jù)式（1）可知：Vpn=VC1+VC2,所以可以通過檢測電容電壓VC1和VC2來計(jì)算Vpn的值。

圖4 無刷直流電機(jī)控制框圖Fig.4 Control system block diagrom of BLDCM

如果帶抽頭電感的原副邊匝比N=1，那么加在電機(jī)繞組上的平均電壓可寫為

由式（6）和式（7）可知，無論是帶抽頭電感的準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)，還是傳統(tǒng)Z源網(wǎng)絡(luò)，加入直通量后，加在電機(jī)繞組上的平均電壓均比直流電源電壓大。但是相比傳統(tǒng)Z源網(wǎng)絡(luò)，相同的升壓系數(shù)下，帶抽頭電感的準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的直通占空比更小，為逆變部分留下更多的調(diào)制度，減少輸出諧波，一定程度上減少了電機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證系統(tǒng)的正確性，用PSIM仿真軟件建立系統(tǒng)仿真模型。電路具體仿真參數(shù)如下：L1=1 mH，L2原邊電感Lp=0.5 mH，原副邊匝比N= 1，C1=C2=680 μF，電機(jī)采用三相星形接法，定子相電阻RS=2.875 Ω，相電感LS=8.5 mH，極對數(shù)p=4，額定電壓Udc=48 V，額定轉(zhuǎn)速n=1 000 r/min，轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J=0.001 kg·m2，輸出轉(zhuǎn)矩T=1.5 N·m，開關(guān)周期Ts=0.000 1 s。

如圖5所示是系統(tǒng)進(jìn)入準(zhǔn)Z源升壓模式后，直流電源電壓突然跌落時(shí)的波形。圖5a中直流電源電壓Vdc在0.15 s時(shí)由45 V突然跌落到35 V，而直流母線電壓給定值V*pn為48 V。由圖5b可以看出，直流母線電壓首先升壓到直流母線給定值48 V，在電壓跌落不到0.1 s后又迅速穩(wěn)定在48 V。

圖5 電源電壓跌落仿真波形Fig.5 Simulation waveforms when power supply voltage drops

圖5中直流母線電壓的具體波形示于圖5b的右上角，是一系列周期為Ts,占空比為1-D0,幅值為Vpn的方波。即直通時(shí)，直流母線電壓為零；非直通時(shí)，直流母線電壓為Vpn。

圖6是為了驗(yàn)證本系統(tǒng)具有更寬的調(diào)速性能。此時(shí)系統(tǒng)仍工作在準(zhǔn)Z源升壓模式。直流電源電壓Vdc恒定為45 V，輸出轉(zhuǎn)矩1 N·m，給定轉(zhuǎn)速在0.1 s時(shí)由500 r/min突變至2 500 r/min，而直流母線電壓給定值在0.2 s時(shí)才由48 V變?yōu)?50 V。由圖6可以看出，在0.1 s時(shí)，轉(zhuǎn)速給定突變至2 500 r/min，而此時(shí)直流母線電壓48 V無法滿足電機(jī)升速的要求，轉(zhuǎn)速在1 200 r/min左右時(shí)就停滯不前。在0.2 s后，V*pn給定150 V，由圖6a可知，經(jīng)過0.13 s的升壓過程，直流母線電壓升到150 V，此時(shí)圖6b中電機(jī)轉(zhuǎn)速也逐漸升到給定轉(zhuǎn)速2 500 r/min。這說明本系統(tǒng)在輸出恒定轉(zhuǎn)矩時(shí)能充分利用電機(jī)高速區(qū)域，而在低速或低轉(zhuǎn)矩時(shí)，系統(tǒng)會(huì)進(jìn)入傳統(tǒng)on-pwm斬波模式。因此該系統(tǒng)具有更寬的調(diào)速范圍。

圖6 系統(tǒng)的升壓調(diào)速曲線Fig.6 System speed curves when boosts DC bus voltage

為進(jìn)一步驗(yàn)證論文中的控制系統(tǒng)，構(gòu)建了額定功率210 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。樣機(jī)的具體參數(shù)如下：準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電容C1=2 200 μF，C2=2 200 μF，準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電感L1=2 mH，準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電感L2原邊電感LP= 1 mH，準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電感L2匝比N=1，無刷直流電機(jī)為57bl110-230，額定電流11 A，額定電壓24 V，極對數(shù)p=4，額定功率210 W，MOS管型號(hào)為IRF540，額定轉(zhuǎn)矩0.7 N·m，開關(guān)頻率4 kHz，額定轉(zhuǎn)速3 000 r/min，二極管型號(hào)為RHRP3020。

根據(jù)每個(gè)霍耳信號(hào)狀態(tài)，確定6個(gè)開關(guān)管的動(dòng)作。準(zhǔn)Z源升壓模式時(shí)，將直通量平均分配到6個(gè)開關(guān)管中，平衡各開關(guān)管的損耗。傳統(tǒng)on-pwm模式時(shí)，同時(shí)導(dǎo)通2個(gè)開關(guān)管，且每個(gè)開關(guān)管前段時(shí)間恒導(dǎo)通，后段時(shí)間斬波。根據(jù)直流母線電壓和電機(jī)轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩的關(guān)系，2種工作模式可以自由切換。

圖7 驅(qū)動(dòng)信號(hào)Fig.7 Driving signals

圖7給出了準(zhǔn)Z源升壓模式時(shí)其中4個(gè)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，每個(gè)開關(guān)管被分得同量的直通量，若6個(gè)開關(guān)管組合起來恰好是連續(xù)的直通量。

圖8是捕獲到的系統(tǒng)由傳統(tǒng)on-pwm模式向準(zhǔn)Z源升壓模式過渡時(shí)的波形圖，此時(shí)直流電源電壓Vdc在緩慢下降。由圖8可以看出，當(dāng)直流母線電壓Vpn較高時(shí)，開關(guān)管Q2的驅(qū)動(dòng)波形是on-pwm模式，隨著Vdc下降，直流母線電壓Vpn也在緩慢下降，on-pwm模式的斬波比降為零，即不斬波。經(jīng)過4個(gè)周期之后，由于Vpn不足以滿足電機(jī)轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩要求，系統(tǒng)平滑切入準(zhǔn)Z源升壓模式，通入直通量，直流母線電壓Vpn升高。由電流Ib波形的緊密程度可知，在切入準(zhǔn)Z源升壓模式時(shí)，轉(zhuǎn)速略有升高。

圖8 工作模式的過渡Fig.8 Transition of working mode

圖9是為了驗(yàn)證準(zhǔn)Z源升壓模式時(shí)，系統(tǒng)具有抗電壓跌落的性能。此時(shí)，直流母線電壓給定值24V，而直流電源電壓由20V突然跌落到15V。由圖9可以看出，在電壓跌落前，直流母線電壓已經(jīng)基本升到給定電壓24 V。在電壓跌落0.4 s左右之后，電壓又重新穩(wěn)定在24 V。

圖9 電壓跌落實(shí)驗(yàn)Fig.9 Power supply voltage drops

5 結(jié)論

本文構(gòu)建一種基于帶抽頭電感的準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)，利用這種準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的高電壓增益特性，減少占用逆變部分的調(diào)制度。詳細(xì)分析了系統(tǒng)的工作原理和過程，闡述了系統(tǒng)的2種工作模式和3種工作狀態(tài)，并實(shí)現(xiàn)了2種工作模式的平滑切換，有效拓寬了無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)的調(diào)速范圍，提高了電機(jī)轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩性能。系統(tǒng)中無需加入死區(qū)，并且可以有效抵抗電源電壓不正常跌落，系統(tǒng)穩(wěn)定性大大提高。仿真和實(shí)驗(yàn)證明了該方法的有效性、準(zhǔn)確性和實(shí)時(shí)性，系統(tǒng)具有廣闊的應(yīng)用前景。

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［2］Li Yuan，Anderson J，Peng F Z，et al.Quasi-Z-source Inverter for Photovoltaic Power Generation Systems［C］//2009 Twenty-fourth Annual Conference on Applied Power Electronics and Exposition.Washington，USA：IEEE，2009：918-924．

［3］趙健伍，黃文新，周玉斐，等.帶抽頭電感的準(zhǔn)Z源逆變器建模與特性分析［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2014，29（6）:7-16.

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Research on Control Method of Brush-less DC Motor Using Tapped-inductor Quasi-Z-source Converter

REN Mingwei，SUN Hao
（School of Electrical Engineering，Jiangsu University，Zhenjiang212013，Jiangsu，China）

A novel brush-less DC motor control system based on tapped-inductor quasi-z-source converter was proposed.Smooth switching of two modes in the proposed system could increase speed range by utilizing the DC high voltage gain charactetistic，effectively solve the problem of small speed range and optimize the degraded performance of speed and torque in existing BLDCM control system.The simulation results of PSIM are analyzed in detail and demonstrate the validity of the proposed control system.

tapped-inductor；quasi-Z-source converter；speed range；brushless DC motor

TM306

A

10.19457/j.1001-2095.20161202

2015-08-21

修改稿日期：2016-11-08

國家自然科學(xué)基金（60904011）;江蘇大學(xué)高級(jí)人才專項(xiàng)基金（07JDG036）；江蘇省高校優(yōu)勢學(xué)科建設(shè)工程資助（PAPD）

任明煒（1970-），男，博士，副教授，碩士生導(dǎo)師，Email：mwren@ujs.edu.cn