基于集成三端口變換器的無電解電容LED驅動

汪 飛 鐘元旭 李 林 阮 毅

(上海大學機電工程與自動化學院 上海市電站自動化技術重點實驗室 上海 200072)

基于集成三端口變換器的無電解電容LED驅動

汪 飛 鐘元旭 李 林 阮 毅

(上海大學機電工程與自動化學院 上海市電站自動化技術重點實驗室 上海 200072)

電解電容是影響AC-DCLED驅動電源壽命的主要元件，因此，消除電解電容技術是長壽命LED驅動電源的關鍵技術。將Flyback變換器與Buck變換器集成，提出一種無電解電容LED驅動電源拓撲結構，其具有較高的拓撲集成度，且控制方式易實現(xiàn)。通過將輸入功率pin和輸出功率po分為pin>po和pin

LED驅動電源Flyback變換器 無電解電容 三端口變換器

0 引言

隨著能源危機和環(huán)境污染問題日益嚴重，節(jié)能減排成為關注的焦點。高亮度發(fā)光二極管(Light-EmittingEiode，LED)具有光效高、壽命長、體積小、節(jié)能環(huán)保、易調光等優(yōu)點[1，2]，LED照明成為節(jié)能減排重點關注的行業(yè)。與傳統(tǒng)發(fā)光器件不同，LED具有獨特的光-電-熱特性[3-5]，因此，高質量的LED驅動電源是保證LED發(fā)光品質及整體照明性能的關鍵。

在普通照明和商業(yè)照明等交流供電場合，LED驅動電源需要進行輸入功率因數(shù)校正(PowerFactorCorrection，PFC)，為了保證輸出功率恒定，通常會選用容量較大的電解電容平衡瞬時輸入功率(pin)與輸出功率(po)之間的脈動功率(ΔE)。然而，高質量電解電容在額定工作溫度下的使用壽命為10 000h左右[6]，并且隨著工作溫度升高和電解液揮發(fā)其壽命會大大減短，因而電解電容壽命遠低于LED芯片壽命(80 000～100 000h)[7-9]。為了提高LED驅動電源壽命，使之與LED芯片壽命相匹配，無電解電容LED驅動電源技術成為LED照明的關注熱點。現(xiàn)有技術方案主要從優(yōu)化控制策略[10-13]和優(yōu)化拓撲結構[14-16]兩方面消除電解電容。

基于優(yōu)化控制策略消除電解電容的核心思想是：減小pin與po之間的脈動功率ΔE，進而減小儲能電容容值，如圖1a所示。從輸入端思考：在輸入電流中注入適量的諧波電流可減小pin的脈動[10-12]，進而減小ΔE。從輸出端思考：調節(jié)LED負載使其在pin的峰值處多消耗能量，在谷值處少消耗或不消耗能量，使po的脈動盡量同步于pin的脈動進而減小ΔE，即脈動電流驅動法[12，13]。然而，諧波電流注入法需要進一步減小電容容值就必須提高注入諧波電流幅值，而幅值越大輸入功率因數(shù)就越小[11]；低頻脈動電流驅動LED不僅會影響輸入功率因數(shù)，而且會影響LED發(fā)光品質、光學性能(如發(fā)光波長、發(fā)光強度、色溫、閃爍等)和熱性能(如結溫、熱阻等)[2]。因此，一般情況下常采用恒流驅動，有利于提高LED的熱性能，同時能起到過載保護的作用。

基于優(yōu)化拓撲結構消除電解電容的核心思想是：保持pin與po之間的脈動功率ΔE不變，通過拓撲優(yōu)化補償部分或全部的脈動功率進而減小儲能電容容值。因此：①可以在PFC變換器和LED負載之間并聯(lián)雙向變換器[14]，如 圖1b所示，或者在整流橋和PFC變換器之間并聯(lián)雙向變換器，如圖1c所示。該雙向變換器用于平衡脈動功率ΔE，所以LED負載功率恒定；②可將若干變換器優(yōu)化組合實現(xiàn)多端口輸出[15]，如圖1d所示。該方案利用DC-DC變換器對PFC變換器輸出電壓紋波進行反相補償，減小PFC變換器輸出紋波對LED的影響，在保持ΔE大小不變的情況下，為LED提供恒定功率。然而，并聯(lián)雙向變換器的方案更加適合大功率場合下的多個LED負載公共適配驅動電源，多端口輸出的方案也更加適合大功率LED驅動電源，并且兩者的緊湊性和集成度都不高。雖然文獻[16]通過拓撲集成的方式提出了解決方案，然而該方案所提出的拓撲結構增加了反激變壓器繞組，并且各開關管嚴格的開關邏輯序列又增加了控制的復雜性。

圖1 現(xiàn)有無電解電容LED驅動電源技術方案Fig.1 The existing schemes of non-electrolytic capacitor LED driver

本文提出了基于Flyback變換器和Buck變換器集成的無電解電容LED驅動電源拓撲結構，不僅具有較高的拓撲集成度，而且各開關管的邏輯控制簡單，控制方式易實現(xiàn)；通過將pin與po的關系分為pin>po和pin

1 無電解電容LED驅動電源主電路

基于三端口變換器的LED驅動電源結構框圖如圖2所示，三端口變換器將輸入主電源、儲能電容Ca和LED負載相連，能實現(xiàn)PFC功能和輸出功率調節(jié)。其中輸入功率pin和輸出功率po是單向功率流，儲能電容功率pCa是雙向功率流。當pin>po時，多余的能量儲存到電容上；當pin

1)主電路拓撲構成。由圖3可見，主電路拓撲結構是基于Flyback電路與Buck電路集成的三端口變換器。Flyback二次繞組Ns、VDa1組成儲能電容Ca的充電支路；開關管S3、二極管VDa2、電感La和負載構成的Buck變換器是Ca的放電支路。

2)主電路控制策略。由圖4可見，不同功率條件下主電路工作原理是截然不同的。當pin>po時，多余的能量向Ca充電，Ca的電壓vCa上升，此時S3處于恒關斷狀態(tài)，控制S2為LED提供恒定電流；當pin

圖2 基于三端口變換器的LED驅動電源結構框圖Fig.2 Block diagram of the LED driver based on three-port converter

圖3 主電路拓撲結構Fig.3 Topology of the main circuit

圖4 主電路工作原理波形Fig.4 Operating principle waveforms of the main circuit

2 主電路工作原理與分析

2.1 pin>po時主電路工作原理與分析

圖5為pin>po時的主要工作波形，該功率條件下主電路共有4種開關模態(tài)，對應的開關模態(tài)等效電路如圖6所示。

圖5 pin>po時主要工作波形Fig.5 Key operating waveform when pin>po

圖6 pin>po時各開關模態(tài)等效電路Fig.6 Equivalent circuits of different modes when pin>po

1)開關模態(tài)1[t0，t1]：等效電路如圖6a所示。t0時刻之前，F(xiàn)lyback變換器勵磁電流im為零，濾波電容Co向LED負載供電；t0時刻，開關管S1、S2開通，二極管VDr1和VDr4(或者二極管VDr2和VDr3)導通，S3在pin>po時處于恒關斷狀態(tài)。由于二次側二極管VDR在S1導通期間承受反壓而不導通，故S2沒有電流流過，此階段S2為無效開通。假設輸入電壓vin在一個開關周期內保持不變，則im從零開始線性上升

(1)

式中，Lm為勵磁電感。

t1時刻開關管S1關斷，該時刻im為

(2)

2)開關模態(tài)2[t1，t2]：等效電路如圖6b所示。t1時刻開關管S1關斷，S2仍然導通。儲存在變壓器的能量通過二次側線圈向負載釋放，im線性下降。[t1，t2]期間二次側線圈電流可表示為

(3)

式中，D1為S1的占空比；Ts為S1、S2、S3的開關周期。

通過控制S2使得一個開關周期內向LED釋放的能量恒定，可以實現(xiàn)恒流驅動LED。因此，t2時刻S2關斷，根據(jù)式(3)，t2時刻變壓器二次電流可表示為

(4)

式中，D2為開關管S2的有效占空比。

在此開關模態(tài)，為了保證變壓器能量向LED釋放，而不是通過二極管VDa1給儲能電容Ca充電，Ca的電壓須滿足以下條件

vCa(t)>Vo

(5)

3)開關模態(tài)3[t2，t3]：等效電路如圖6c所示。S2關斷后，變壓器中剩余的能量通過二極管VDa1給儲能電容Ca充電，im繼續(xù)線性下降。假設Ca電壓vCa在一個開關周期內保持不變，[t2，t3]期間有

(6)

在t3時刻，im下降到零，t2到t3的時間間隔為

(7)

4)開關模態(tài)4[t3，t4]：等效電路如圖6d所示。在此開關模態(tài)中，濾波電容Co向LED負載供電。變壓器的一、二次側線圈電流為零，變壓器被磁復位。

綜合上述分析可見：在pin>po時，開關管S1占空比基本不變，S3處于恒關斷狀態(tài)，控制S2以實現(xiàn)恒流驅動LED負載；S2與S1同時開通實現(xiàn)了S2零電壓零電流開通，S3無開關動作，減小了開關損耗；一個開關周期內輸入功率pin多余的能量被第三端口的Ca吸收。

2.2 pin

圖7 pin

圖7為pin

圖8 pin

1)開關模態(tài)1[t0，t1]：等效電路如圖8a所示。t0時刻，開關管S1、S3開通，雖然在pin

(8)

式中，Lm為勵磁電感。

t1時刻開關管S1關斷，該時刻im為

(9)

由于在pin

(10)

2)開關模態(tài)2[t1，t2]：等效電路如圖8b所示。t1時刻開關管S1關斷，S3仍然導通，儲存在變壓器的能量通過二次側線圈向負載釋放，Ca繼續(xù)向負載提供能量，iLa繼續(xù)線性上升。[t1，t2]期間二次側線圈電流iS2線性下降

(11)

3)開關模態(tài)3[t2，t3]：等效電路如圖8c所示。開關管S3在t2時刻關斷，電感La通過二極管VDa2續(xù)流，iS2繼續(xù)線性下降。t2時刻La電流可以表示為

(12)

式中，D3為開關管S3的占空比。

開關管S3關斷后，電感La電流iLa可表示為

(13)

t3時刻iS2下降為零，即勵磁電流im下降至零。t1和t3的時間間隔為

(14)

4)開關模態(tài)4[t3，t4]：等效電路如圖8d所示。[t3，t4]期間iLa繼續(xù)線性下降。t4時刻iLa下降為零，t2和t4的時間間隔為

(15)

此處將iLa設計為斷續(xù)，希望采用的電感量較小且主電路設計在pin>po工況下能夠與iLa工況解耦。

5)開關模態(tài)5[t4，t5]：等效電路如圖8e所示。在此開關模態(tài)中，濾波電容Co向LED負載供電。變壓器一、二次側線圈電流為零，變壓器被磁復位。

綜合上述分析可見：在pin

3 主電路參數(shù)設計

AC-DC LED驅動電源的交流輸入電壓可表示為

vin(t)=Vmsin(ωt)

(16)

式中，Vm為輸入電壓幅值；ω為角頻率。

若PF=1，且輸出功率恒定，那么儲能電容的容值和電壓表達式為[11]

(17)

(18)

式中，VCa_max、VCa_min分別為vCa的峰值和谷值；VCa_ave為vCa的電壓平均值;ΔVCa=VCa_max-VCa_min。

為了保證輸出電流恒定，每個開關周期內流過負載的電流都必須等于平均電流Io，經(jīng)計算得式(19)、式(20)、式(21)。

1)當pin>po時，根據(jù)式(2)、式(4)和圖5有

(19)

2)當pin

(20)

3)對于工作在DCM的Flyback變換器有[10]

(21)

式中，fs為開關頻率，fs=1/Ts。

Flyback變換器工作在DCM模式以實現(xiàn)PFC功能，因此有：

1)當pin>po時，開關模態(tài)1～3的時間之和Tpin>po需要滿足條件

Tpin>po=D1Ts+D2Ts+ΔT1

(22)

根據(jù)式(21)有

(23)

當Vm取最小值時，D1Ts取最大值

(24)

式中，Vm_min為輸入電壓幅值的最小值。

將式(23)代入式(2)、式(4)得

(25)

(26)

將式(21)、式(23)、式(25)和式(26)代入式(19)解方程可得

(27)

對式(27)求導得

(29)

將式(27)代入式(26)得到

(30)

將式(27)代入式(7)得到

(31)

聯(lián)合式(18)對式(31)求導得

(32)

(33)

當π/2≤ωt≤3π/4(pin>po)，sin(2ωt)和-cos(2ωt)均遞減，所以根據(jù)式(31)，ΔT1在ωt=(π/2)處取得最大值。

由式(22)、式(24)、式(29)和式(33)得出，當pin>po時需要滿足的邊界條件為

(34)

2)同理，pin

Tpin

(35)

根據(jù)式(14)和式(25)有

(36)

(37)

由式(24)、式(35)和式(36)得出，當pin

(38)

為了保證LED驅動電路穩(wěn)定工作，在不同的輸入功率條件下主電路參數(shù)均需滿足式(34)、式(38)的邊界條件。因此，從式(34)、式(38)看出需要確定的主電路參數(shù)有Lm、Ca、VCa_min和Np∶Ns。下面以設計實例對主電路參數(shù)設計進行說明，電路參數(shù)為：Vo=45 V，Po=13.5 W，Ts=10 μs，Vm_min=127 V。

圖9 F3在不同VCa_min條件下的曲面圖形Fig.9 Surface of F3 under different VCa_min

圖9為式(34)在不同VCa_min條件下以Lm和Ca為函數(shù)變量的曲面圖形，為了保證電路在pin>po時工作在DCM，Lm和Ca參數(shù)必須使F3≤0。從圖中可看出：當Ca和F3一定時，Lm隨VCa_min變小而變小。Lm越小導致一、二次側器件所承受的電流應力越大；VCa_min越小VCa_max就越大，從而導致一、二次側器件所承受的電壓應力越大。同理，為了保證電路在pin

例如選擇Lm=240 μH，VCa_min=100 V，在Ca<15 μF的情況下所對應的時間Tpin>po和Tpin

4 控制策略

在傳統(tǒng)Flyback變換器的控制中，一次側開關管S1是由輸出電流反饋控制的，并將Flyback變換器設計為DCM模式實現(xiàn)PFC功能。所提出拓撲中一次側開關管S1由儲能電容Ca的平均電壓反饋控制。如圖10所示控制電路原理圖，Ca的電壓信號經(jīng)過光耦采樣得到，光耦輸出經(jīng)過RC低頻濾波電路(R=5.1 kΩ，C=2.2 μF)將100 Hz電壓紋波濾除后得到Ca的平均電壓信號，該信號進入Ca平均電壓控制PI調節(jié)器(1.5+100/s)，PI調節(jié)器輸出與鋸齒波比較即可得到S1的開關信號G1。在一個工頻周期內Ca的平均電壓穩(wěn)定，所以開關管S1占空比基本不變，F(xiàn)lyback變換器工作在DCM模式以實現(xiàn)PFC功能。

圖10 控制電路原理圖Fig.10 The schematic of control circuit

輸出電流Io由開關管S2和S3控制，Io信號由1 Ω電阻采樣得到，經(jīng)放大后進入輸出電流控制PI調節(jié)器(68+6.8×105/s)，PI調節(jié)器輸出與鋸齒波比較得到開關信號PWMa(100 kHz)。在第2節(jié)對電路工作原理分析中可知，pin

整流輸出電壓vrec經(jīng)電阻采樣后進入pin、po大小判斷功能模塊，該模塊的輸出信號PWMc(100 Hz)和PWMa進行邏輯或運算得到S2開關信號G2，和PWMb進行邏輯與運算得到S3的控制信號G3。從而實現(xiàn)：pin>po時，S3處于恒關斷狀態(tài)，S2控制輸出電流；pin

5 實驗驗證

為了驗證該方案的正確性和可行性，在實驗室完成了一臺13.5 W的原理樣機。主要參數(shù)見表1，主電路關鍵參數(shù)均滿足式(34)、式(38)的要求。從表1看到，該拓撲只采用了2.2 μF的輸出濾波電容。而在傳統(tǒng)的Flyback變換器中，當PF=1時，若輸出電壓脈動為1 V，根據(jù)式(17)，所需輸出電容Co的容值為955 μF。

表1 原理樣機主要參數(shù)

Tab.1 Key parameters of the prototype

參 數(shù)取 值輸入電壓vin/V110反激變壓器匝比nn=Np∶Ns=22∶15勵磁電感Lm/μH240開關頻率fs/kHz100電感La/μH150儲能電容Ca10μF(250V)濾波電容Co2.2μF(63V)額定輸出電壓Vo/V45額定輸出電流Io/mA300

圖11為輸入電壓vin、輸入電流iin、Ca電壓vCa和輸出電壓Vo的實驗波形。從實驗波形可看出：輸出電壓恒定，儲能電容電壓為脈動電壓形式，其平均值為120 V、紋波40 V、脈動頻率100 Hz，通過Ca的儲存能量和釋放能量平衡pin和po之間的脈動功率，實驗結果與理論分析一致。

圖12為Ca的電壓vCa、S2和S3的驅動波形G2和G3以及輸出電壓Vo的實驗波形。從實驗波形可看出：當pin>po時，S3處于恒關斷狀態(tài)，對Ca充電，vCa上升，此時控制S2為LED提供恒定功率；當pin

圖12 vCa、G2、G3和Vo實驗波形Fig.12 Waveforms of vCa、G2、G3 and Vo

圖13為pin>po時S1和S2的驅動波形G1和G2以及S2和二極管VDa1的電流波形iS2和iVDa1。從實驗波形可看出：當pin>po時，S1、S2同時開通，S1開通反激變壓器儲存能量，但由于二次側二極管VDR在S1導通期間承受反向電壓而不導通，故S2電流iS2為零；當S1關斷，S2仍然導通，此時反激變壓器的能量通過S2向負載釋放；S2導通一段時間后關斷，反激變壓器剩余的能量通過VDa1向Ca充電，反激變壓器工作在斷續(xù)狀態(tài)，實驗結果與理論分析一致。

圖13 當pin>po時G1、G2、iS2和iVDa1實驗波形Fig.13 Waveforms of G1、G2、iS2 and iVDa1 when pin>po

圖14為pin

圖14 當pin

6 結論

在AC-DC LED驅動電源中，消除電解電容是LED照明驅動技術發(fā)展的關鍵技術問題之一。

1)提出一種無電解電容LED驅動電源拓撲結構，該拓撲集成度高，控制方式易實現(xiàn)。

2)通過將pin與po的關系分為pin>po和pin

3)依據(jù)主電路工作原理的分析，給出了主電路關鍵參數(shù)的設計要點和思路，并通過構造函數(shù)邊界條件確定了主電路關鍵參數(shù)。設計了簡單易實現(xiàn)的控制電路。

4)通過實驗原理樣機進行了驗證，實驗結果說明了理論分析的正確性和可行性。

基于以上三端口變換器消除電解電容思想可進一步推廣，例如應用于抑制單相逆變器輸入二次紋波電流，反激式微型逆變器消除電解電容

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An Electrolytic Capacitor-Less LED Driver Based on an Integrated Three-Port Converter

Wang Fei Zhong Yuanxu Li Lin Ruan Yi

(ShanghaiKeyLaboratoryofPowerStationAutomationTechnologySchoolofMechatronicEngineeringandAutomationShanghaiUniversityShanghai200072China)

TheelectrolyticcapacitoristhekeycomponentthatlimitsthelifetimeofAC-DClight-emittingdiode(LED)driver.Therefore，howtoeliminatetheelectrolyticcapacitorinLEDdriversisakeyproblem.Inthispaper，anelectrolyticcapacitor-lessLEDdriverwhichisintegratedbyFlybackconverterandBuckconverterwasproposed.Thedriverishighlyintegratedwithsimplecontrol.Intheproposedcircuit，therelationshipbetweeninputpower(pin)andoutputpower(po)wasdividedintotwomodes:pin>poandpin

LEDdriver，F(xiàn)lybackconverter，electrolyticcapacitor-less，three-portconverter

國家自然科學基金項目(51107078)和上海市教育委員會科研創(chuàng)新項目(15ZZ043)資助。

2015-06-17 改稿日期2015-10-12

TM46

汪 飛 男，1981年生，博士，副教授，研究方向為新能源發(fā)電與微電網(wǎng)技術、電能質量控制技術、固態(tài)照明驅動。

E-mail：f.wang@shu.edu.cn(通信作者)

鐘元旭 男，1988年生，碩士研究生，研究方向為LED照明驅動電源、AC-DC變換器以及DC-DC變換器。

E-mail：zhongyuanxu@shu.edu.cn