基于FPGA非合作捷變頻雷達實時參數(shù)提取

范中平，王亞森，鮑慶龍，陳曾平

(國防科技大學(xué) 自動目標識別重點實驗室，湖南 長沙 410073)

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基于FPGA非合作捷變頻雷達實時參數(shù)提取

范中平，王亞森，鮑慶龍，陳曾平

(國防科技大學(xué) 自動目標識別重點實驗室，湖南 長沙 410073)

針對某捷變頻雷達信號特點，提出了一種快速估計直達波參數(shù)的方法。該方法采用基于頻域檢測的方法粗略估計脈沖寬度，再與精確的脈寬模板匹配，獲得脈寬的精確值，然后用基于STFT和解線調(diào)法的頻域參數(shù)估計算法估計帶寬、載頻，再與精確的載頻模板匹配，獲得載頻的精確值。并在FPGA硬件系統(tǒng)實現(xiàn)了文中參數(shù)提取算法，利用實測數(shù)據(jù)進行的測試結(jié)果表明，文中提出的參數(shù)提取方法精度高、速度快、計算量小，已成功應(yīng)用到某電子偵察系統(tǒng)中。

捷變頻；直達波；參數(shù)提?。浑娮觽刹?/p>

某捷變頻雷達是大型有源相控陣雷達，波束掃描靈活多樣，信號格式類型多，調(diào)制方式復(fù)雜，日常工作就全時間在較寬的頻率范圍內(nèi)脈間相參捷變頻[1]，如何快速、準確地提取其直達波參數(shù)是針對其電子偵察分析系統(tǒng)研發(fā)的關(guān)鍵技術(shù)[2]。

本文研究的某捷變頻雷達直達波為線性調(diào)頻(Linear Frequency Modulated)信號，估計的參數(shù)有脈寬(Pulse Width)、帶寬(Bandwidth)、載頻(Carrier Frequency)。針對LFM信號檢測問題，目前已有眾多文獻提出了許多應(yīng)用于不同場合的檢測算法，包括分數(shù)階傅里葉變換(Fractional Fourier Transform)、魏格納分布[3](Wigner-Ville Distribution)、最大似然估計(Maximum Likelihood Estimation)、短時傅里葉變換(Short-time Fourier Transform)、小波變換(Wavelet Transform)等方法。文獻[3]借助WVD-Hough變換的線性積分過程實現(xiàn)LFM信號的檢測與參數(shù)估計。文獻[4]提出了用FrFT插值實現(xiàn)LFM信號的參數(shù)估計方法，突破了分數(shù)階傅里葉域分辨率的限制，提高了參數(shù)估計的精度。文獻[5]提出了基于短時傅里葉變換和小波變換的參數(shù)估計算法。文獻[6]提出了用MLE方法估計跳頻信號的載頻及跳頻時間周期。為了將算法應(yīng)用于工程，必須尋找一種能快速估計參數(shù)的方法，本文提出一種基于頻域檢測方法粗略估計脈寬，粗略估計的脈寬與精確參數(shù)模板匹配后可獲得精確的脈寬參數(shù)。針對某捷變頻雷達信號特點，采取基于STFT和解線調(diào)法的頻域參數(shù)估計算法估計帶寬和載頻，該方法能準確估計出帶寬的值，且粗略估計的載頻與精確參數(shù)模板匹配后可獲得精確的載頻參數(shù)。本文提出的快速估計某捷變頻雷達直達波信號參數(shù)的方法計算量小、速度快、精度高，適合實際工程實現(xiàn)。

1 脈沖參數(shù)提取的流程及算法

首先，用基于頻域檢測法的粗測時間參數(shù)的方法估計脈寬，通過與脈寬模板匹配，獲得脈寬的精確值；其次，用基于STFT和解線調(diào)法的頻域參數(shù)估計算法精確估計帶寬、粗略估計載頻，通過與載頻模板匹配，獲得載頻的精確值。

1.1 頻域檢測法估計脈寬

頻域檢測法是檢測脈沖的傳統(tǒng)方法，為了在頻域中檢測信號，需要將信號以幀為單位在時域上劃分，并且確定FFT重疊方式，如圖2所示，圖2(a)為連續(xù)無重疊FFT方式，圖2(b)為以Nc為重疊長度的FFT方式。重疊長度Nc(Nc≤Ns，Ns為幀長度)越大，運算量越大，但時域分辨率越高。但在實際硬件電路中，有重疊長度的FFT計算方式不易實現(xiàn)，本文采用沒有重疊的FFT方式。

圖1 參數(shù)提取流程框圖

圖2 頻域檢測方式

對于離散信號序列，選取幀的長度為Ns，且做Nfft點FFT。確定Ns及Nfft需考慮以下幾個因素：

(1)若用頻域檢測法，則要求Nfft小于最小可檢測脈寬，且為了有效檢測窄脈沖，提高時域分辨率，減小誤差，需要使Nfft和Ns越小越好；

(2)信號的頻域分辨率為Fs/Nfft，若要提高信號的頻域分辨率，則希望Nfft和Ns取值較大。

下面研究脈沖到達時間和結(jié)束時間的表達式。檢測到信號有3種情況，如圖3所示。虛線框表示一幀，其長度為Ns，假設(shè)以幀后沿Ts作為估計時間，則真實的TOA為Tstart=Ts-ΔT，ΔT為誤差，且Tstart～U[0,Ns/Fs]，所以有

ΔT=Ts-Tstart,Tstart∈[0,Ns/Fs]

(1)

ΔT的均方誤差為

(2)

可以得出，當(dāng)Ts=Ns/(2/Fs)時，誤差ΔT的均方誤差最小。因此，對脈沖到達時間進行補償。同理，對脈沖結(jié)束時間進行補償，得到

(3)

(4)

(5)

其中，M表示在第m幀檢測到脈沖；n表示在第n幀脈沖結(jié)束。

圖3 檢測脈沖示意圖

首先給出以下兩個定義：(1)脈沖檢測狀態(tài)，沒有檢測到脈沖的系統(tǒng)狀態(tài)；(2)脈沖測量狀態(tài)，同一個脈沖開始與結(jié)束之間的系統(tǒng)狀態(tài)。

頻域檢測法估計參數(shù)步驟如下：

步驟1 以N為單位將信號劃分成不同的幀，對每一幀做FFT，將FFT的最大值 作為當(dāng)前幀的幅度，依此類推；

步驟2 確定檢測門限VT，利用雙門限法，將Amax與VT進行比較，若連續(xù)q個幅頻序列的最大值A(chǔ)maxVT，且系統(tǒng)處于脈沖檢測狀態(tài)，則轉(zhuǎn)入步驟3；

步驟3 記錄當(dāng)前對應(yīng)的脈沖到達時間Tstart；

步驟4 判斷脈沖是否結(jié)束。若結(jié)束，記錄當(dāng)前對應(yīng)時間Tend。

1.2 檢測門限確定

(6)

式中，nm為第m時刻的噪聲值。

VT=μ1+aσ1

(7)

式中，a由虛警概率確定。

確定檢測門限以后，>VT的部分即認為有信號，反之沒有信號，但由于噪聲的隨機性，在沒有信號的情況下，可能會出現(xiàn)虛警；當(dāng)信號較弱時，可能會出現(xiàn)漏警。為了消除這種影響，采用雙門限法，即認為只有當(dāng)連續(xù)超過門限p次，才認為有信號，同理，只有連續(xù)低于門限q次，才認為信號結(jié)束。

1.3 基于STFT方法估計帶寬

STFT法是最常用的一種時頻分析方法[8]，是傅里葉變換的自然推廣，其通過時間窗內(nèi)的一段信號來表示某一時刻的信號特性。

若給定信號x(t)∈L2(R)，其STFT定義為

(8)

其中，ω(t)是一寬度合適的窗函數(shù)，從式(8)可知，STFT就是信號被以t為中心的窗函數(shù)ω*(τ-t)加窗后所作的傅里葉變換。

用STFT方法估計載頻及帶寬，其步驟為：

步驟1 選擇窗函數(shù)ω(n)，長度為Nω?N，N為信號的長度，本文選擇矩形窗；

1.4 解線調(diào)法估計載頻

解線調(diào)[9]就是解除線性調(diào)頻信號s(n)的線性調(diào)制，又稱去斜處理，其將s(n)變成一個單頻信號，進而可測得該單頻信號的頻率，該頻率即為線性調(diào)頻信號的載頻。

令s(n)為一個單分量線性調(diào)頻信號序列

(9)

假定s(n)的調(diào)頻斜率k已知，用e-j2πk(n,Ts)2與信號相乘，得

f(n)=s(n)·e-j2πk(n·Ts)2=Aej2πf0n·Ts,n=0,1,2,…

(10)

即f(n)變成了單頻信號，其頻率等于起始頻率f0。如圖4 (a)表示線性調(diào)頻信號時頻圖;τ為脈寬;f0為載頻;調(diào)頻斜率k=Δf/τ。圖4(b)表示解線調(diào)之后的時頻圖，信號變成單頻信號，頻率為f0，脈寬τ不變。

圖4 解線調(diào)示意圖

2 硬件實現(xiàn)

2.1 FPGA器件選型

設(shè)計選用Xilinx公司的XC6VSX315T芯片。該芯片資源如圖5所示。具有高速串行收發(fā)器，能支持各種協(xié)議的高速串行傳輸；內(nèi)部集成了大量高性能處理單元，能實現(xiàn)大規(guī)模實時運算；內(nèi)部集成了高速大容量的塊RAM，同時外部可擴展QDR、DDR3等高速緩存器件，能滿足高速采集對數(shù)據(jù)緩存的需求[10]。

圖5 XC6VSX315T資源

2.2 時域參數(shù)測量模塊

本系統(tǒng)將上述算法利用FPGA實現(xiàn)。在測量脈寬時，將A/D采集的數(shù)據(jù)通過乒乓操作做64點分段FFT,其中FFTIP核的工作時鐘為360MHz,然后利用乘法器和加法器產(chǎn)生分段FFT的結(jié)果，最后利用雙門限檢測法計算得到脈寬。

圖6 時域參數(shù)測量

2.3 頻域參數(shù)測量模塊

系統(tǒng)頻域參數(shù)測量如圖7所示，由于A/D采集的數(shù)據(jù)既要測量時域參數(shù)也要測量頻域參數(shù)，所以先將A/D采集數(shù)據(jù)經(jīng)過QDRII緩存，然后做16 384點FFT，最后通過解線調(diào)得到帶寬和載頻。本系統(tǒng)FPGA配有2片QDRII存儲芯片，型號為CypressSemiconductor公司的CY7C1565KV18，采用4字突發(fā)的訪問方式，進行了地址位擴展，擴展后位寬為256位，深度為2MB，則存儲容量為64MB，滿足系統(tǒng)緩存要求。

圖7 頻域參數(shù)測量

圖8 參數(shù)測量時序

圖9為直達波參數(shù)測量板，包括高性能FMC數(shù)據(jù)采集卡和信號處理載板，是本系統(tǒng)參數(shù)測量的核心部分。

圖9 參數(shù)測量板

3 實測數(shù)據(jù)驗證

依托課題項目，采集了某捷變頻雷達大量實測數(shù)據(jù)，通過長時間的分析實測數(shù)據(jù)，獲得了該雷達發(fā)射脈沖的精確參數(shù)模板，根據(jù)本文提出的參數(shù)估計方法及流程，可快速、準確地估計出信號的脈寬、帶寬、載頻。由于該雷達輻射源信號帶寬只有1.25MHz和0.25MHz，故本系統(tǒng)主要就脈寬和載頻參數(shù)進行了實際系統(tǒng)環(huán)境下的試驗。測試是在SNR約12dB下進行的。在射頻頻率為496.125MHz下，變化脈沖的寬度進行脈寬的測量，結(jié)果如表1所示；在脈寬為150μs下變換載頻進行頻率的測量，結(jié)果如表2所示。

表1 脈寬測試結(jié)果

表2 載頻測試結(jié)果

表1和表2列出了本文算法測得的參數(shù)與精確參數(shù)模版的對比，實際工程中的測試結(jié)果表明，本文設(shè)計的基于某捷變頻雷達輻射源的參數(shù)提取系統(tǒng)可以達到較高的測量精度，脈寬測量精度為1μs內(nèi)，載頻測量精度為lMHz以內(nèi)，并和精確參數(shù)模版匹配得到精確參數(shù)。

4 資源消耗及處理性能

4.1 資源消耗

表3 資源消耗列表

4.2 處理性能

使用ISE中自帶的綜合分析工具對程序進行綜合、實現(xiàn)之后，得到以下時序性能。

Timingsummary:

…………

Timingerrors: 5693Score: 4478848 (Setup/Max: 4478848,Hold: 0)

Constraintscover211689paths, 0nets,and92472connections

Designstatistics:

Minimumperiod: 9.862ns{1}(Maximumfrequency: 101.399MHz)

Maximumpathdelayfrom/toanynode: 2.961ns

本系統(tǒng)經(jīng)過多次實測數(shù)據(jù)測試，從檢測出直達波脈沖下降沿到測出參數(shù)僅需190μs，滿足實時參數(shù)提取要求。

5 結(jié)束語

針對某捷變頻雷達的直達波信號特性，提出了直達波參數(shù)提取方法及流程，實現(xiàn)了基于FPGA的實時參數(shù)提取。通過實測數(shù)據(jù)實際上板調(diào)試，驗證了本文方法對直達波信號參數(shù)提取的有效性和實時性，結(jié)果表明本文方法可精確估計信號參數(shù)，其實時性也滿足實際需求，適合實際工程應(yīng)用。該研究成果既可應(yīng)用到非合作無源雷達的時頻同步上，也可應(yīng)用到電子偵察系統(tǒng)中。

[1] 鄧兵,王旭,陶然,等.基于分數(shù)階傅里葉變換的線性調(diào)頻脈沖時延估計特性分析[J].兵工學(xué)報,2012,33(6):764-768.

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Real-time Parameter Extraction of Non-cooperative and Frequency Agile Radar Based on FPGA

FAN Zhongping, WANG Yasen, BAO Qinglong, CHEN Zengping

(ATR Key Lab, National University of Defense Technology, Changsha 410073, China)

A fast method for parameter estimation of the direct-path signals is presented for a frequency agile radar. The pulse width (PW) is roughly estimated based on the method for the detection of frequency domain, and the accurate PW parameter is estimated by matching the PW template. Then, the accurate bandwidth (BW) is estimated and the carrier frequency (CF) is roughly estimated based on the de-chirp method. The Accurate CF is estimated by matching the CF template. Finally, the proposed parameter extraction algorithm is implemented on the FPGA hardware system. The test results of real data show that this method enjoys good accuracy and computational efficiency. It has been successfully applied to an electronic surveillance system.

frequency agile; direct-path signal; parameter extraction; electronic surveillance

2016- 01- 25

國家自然科學(xué)基金資助項目(61401489)

范中平(1993-)，男，碩士研究生。研究方向：雷達信號處理。鮑慶龍(1981-)，男，博士，講師。研究方向：雷達信號處理；陳曾平(1967-)，男，教授，博士生導(dǎo)師。研究方向：雷達信號處理等。

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2016.11.001

TN957.51

A

1007-7820(2016)11-001-05