基于并行處理技術(shù)的寬帶直擴信號捕獲方法

張德智，曾星星,胡　倩

（中國運載火箭技術(shù)研究院研究發(fā)展中心，北京 100076）

基于并行處理技術(shù)的寬帶直擴信號捕獲方法

張德智，曾星星,胡倩

（中國運載火箭技術(shù)研究院研究發(fā)展中心，北京 100076）

針對寬帶擴頻信號碼片碼率高達150 Mcps以上，傳統(tǒng)擴頻快捕處理算法無法適應(yīng)的技術(shù)難題，提出了一種基于信號并行處理技術(shù)的快捕算法。算法通過并行 NCO(數(shù)控振蕩器)生成本地偽碼、載波，實現(xiàn)600 MHz的等效采樣匹配，捕獲過程通過內(nèi)碼滑動相關(guān)實現(xiàn)內(nèi)碼相位對齊、外碼匹配濾波找到外碼對齊位置。通過計算、仿真分析表明，本算法資源占用率低、捕獲速度快，可實現(xiàn)寬帶擴頻信號快速捕獲。

并行處理；寬帶擴頻；快速捕獲

0　引言

擴頻信號以其隱蔽性好、抗干擾性強的特點，在各類通信、導(dǎo)航、數(shù)據(jù)鏈傳輸體制中得到廣泛應(yīng)用[1]。常用擴頻信號(如 GPS)偽碼速率不超過 10.23 Mcps，偽碼長度不超過 1 023，擴頻增益較低、信號帶寬較窄，抗干擾和保密能力有限。隨著飛行器通信頻段由傳統(tǒng)的L、S頻段向更高的Ku、Ka頻段邁進，用戶信道資源日趨豐富，帶寬達數(shù)百兆赫茲的寬帶擴頻體制逐步得到應(yīng)用，寬帶擴頻信號頻譜更隱蔽保密性更高，抗干擾能力更強，具有良好的應(yīng)用前景。

同窄帶擴頻信號相比，寬帶擴頻信號帶寬更寬，AD采樣速率要求高達數(shù)百兆赫茲，超出大多數(shù)后端器件直接處理能力[2]。目前主流的擴頻快捕算法均針對10 Mbps以下的窄帶擴頻信號，而對于寬帶擴頻信號尚未發(fā)現(xiàn)有效的捕獲方法。為解決此問題，本文設(shè)計一種基于并行信號處理技術(shù)的快捕算法，在不降低前端采樣率的情況下，使得后端處理器件在可承受的時鐘頻率下實現(xiàn)寬帶擴頻信號的快速捕獲。

1　捕獲算法頂層設(shè)計

1.1指標需求

某項目寬帶擴頻信號為零中頻形式，速率為153.45 Mcps，信息速率10 kbps，偽碼周期15 345(內(nèi)外碼相乘的復(fù)合碼形式，內(nèi)碼長 15，碼率 153.45 M，外碼長1 023碼率 10.23 M，相位相干對齊)，信號體制為 PCMDS（直接序列擴頻）-BPSK（載波相位調(diào)制），多普勒動態(tài)范圍±90 kHz，最大變化率±2.4 kHz/s，載頻為S頻段。

1.2硬件架構(gòu)設(shè)計

考慮射頻濾波器矩形系數(shù)，信號采樣率至少應(yīng)大于1.2 GHz，為降低對 AD器件及后端處理器件壓力，應(yīng)選用正交采樣形式，這樣雙通道AD采樣速率600 MHz即可滿足低通采樣要求。后端信號處理FPGA（現(xiàn)場可編程邏輯門陣列）采用XC5VFX100T，根據(jù)器件特性無法直接工作于600 MHz處理采樣數(shù)據(jù)，因此需采用并行信號處理技術(shù)，實現(xiàn)以面積換速度。

1.3軟件功能設(shè)計

解調(diào)算法整體結(jié)構(gòu)如圖1所示，功能上可劃分為串并轉(zhuǎn)換、并行下變頻、并行偽碼 NCO、并行載波NCO、并行偽碼生成器、捕獲處理模塊、跟蹤處理模塊等。

圖1　捕獲設(shè)計框圖

串并轉(zhuǎn)換模塊將AD輸入的高速串行數(shù)據(jù)拼接、轉(zhuǎn)換成8路并行的I、Q數(shù)據(jù)，供后續(xù)并行處理。AD器件自帶1分2 DEMUX，將I、Q通道的數(shù)據(jù)速率降低至300 MHz (如圖1所示，I0、I1、Q0、Q1速率為 300 MHz)，這樣后端FPGA串并轉(zhuǎn)換處理時鐘僅需300 MHz。對I0、I1(同理Q0、Q1)分別再進行 1分4的串并轉(zhuǎn)換，并按照采樣時間的先后順序重新排列拼接，最終將600 MHz的10 bit采樣數(shù)據(jù)，1分8串并轉(zhuǎn)換成80 bit的拼接數(shù)據(jù)。這樣后續(xù)信號處理工作時鐘降為75 MHz，易于FPGA實現(xiàn)。

輸入信號含有載波多普勒，I、Q數(shù)據(jù)經(jīng)串并轉(zhuǎn)換模塊后變成8路并行數(shù)據(jù)，需要經(jīng)并行下變頻模塊進行去多普勒處理。并行下變頻模塊由并行載波NCO驅(qū)動，中心頻率受捕獲模塊和跟蹤模塊控制字控制。

針對并行處理后的I、Q數(shù)據(jù)，本地偽碼生成器同樣采用并行模式，由并行碼NCO驅(qū)動。NCO的頻率控制字由捕獲模塊和跟蹤模塊控制，實現(xiàn)本地偽碼滑動。輸入數(shù)據(jù)和本地偽碼解擴后進捕獲模塊，完成載波和偽碼捕獲，調(diào)整偽碼和載波NCO到近似對齊的相位和頻率上。捕獲完成后轉(zhuǎn)入跟蹤環(huán)節(jié)。

1.4捕獲參數(shù)設(shè)計

速率為 153.45 Mcps，信息速率 10 kbps，偽碼周期15 345，因此積分清零時間選定為0.1 ms。根據(jù)碼多普勒和載波多普勒比例關(guān)系，fdchip為偽碼多普勒，Rc為偽碼速率，fc為載波頻率，fdop為載波多普勒。

當載波多普勒達到±90 kHz時，偽碼多普勒可達fdchip= 6.818 kHz，積分清零時間為 0.1 ms，則積分清零周期內(nèi)偽碼會漂移0.68個碼片，因此一次滑動半個碼片是不可行的，需要在頻域上分段搜索以降低碼多普勒影響。

因此本設(shè)計采用頻率分段+內(nèi)碼滑動相關(guān)+外碼匹配濾波的捕獲方式，滑動相關(guān)找到內(nèi)碼相位，對內(nèi)碼進行積分累加后，再對外碼進行匹配濾波，濾波器長度只需要1 023，資源占用較少。

2　核心模塊設(shè)計

2.1正交下變頻設(shè)計

本方案中AD采樣信號是下變頻后的零中頻基帶信號，AD輸入含有I、Q兩個支路，因此本地產(chǎn)生的數(shù)字下變頻需要采取特殊設(shè)計。將輸入I、Q信號定義如下：

用復(fù)信號表示為：若想下變頻輸出去掉殘留多普勒，則下變頻應(yīng)具備e-jwdt形式，這樣相乘后的輸出信號為：

從而實現(xiàn)了下變頻功能[3]，將上式展開：

由此可得正交下變頻器的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2　正交下變頻框圖

2.2基于并行載波NCO的下變頻實現(xiàn)

本地NCO的采樣率應(yīng)與輸入信號采樣率一致為600 MHz，如此高采樣速率的 NCO無法直接在器件中實現(xiàn)，需要采樣并行設(shè)計。根據(jù)DDS原理，本地載波信號頻率可表示為式(9)，fs為信號采樣率，這里為 600 MHz，fc為希望得到的頻率，N為量化位數(shù)，K為頻率控制字，可根據(jù)fs、fc、N求出。

如果系統(tǒng)時鐘為600 MHz，則1個NCO可在8個時鐘周期內(nèi)得到 8個載波相位，記為 Ph1，…，Ph8，通過查表可得到相應(yīng)載波幅度值，這樣在 1/75 MHz(8個 600 MHz時鐘周期)時間內(nèi)得到8個連續(xù)的載波采樣點。

當系統(tǒng)時鐘為75 MHz時，若采用8個載波NCO同時工作，則在1/75 MHz時間內(nèi)同樣可得到8個相位值P1，…，P8，分別查表得到8個載波幅值，這樣在 1/75 MHz時間內(nèi)同樣得到8個載波采樣點。通過調(diào)整各NCO的步進值，可使得 P1，…，P8與 Ph1，…，Ph8等效，從而實現(xiàn)與600 MHz的載波NCO等效。

NCO具體設(shè)計方式如下，設(shè)任一時刻8個NCO的相位累加器值為 Pi，i=1，…，8，則 Pi表達式如式(10)所示，其中P0為上一個時鐘周期第8個累加器的相位值，K與式(9)一致，這樣 P1，…，P8與 Ph1，…，Ph8等效。

在一個時鐘周期內(nèi) 8個累加器可以得到 P1，…，P8共8個相位值，通過查找8塊同樣的查找表，可以得到等效在600 MHz采樣率下連續(xù)的8個載波值cos(n+1)，…，cos(n+8)，sin(n+1)，…，sin(n+8)。

這樣數(shù)字化后的并行下變頻的結(jié)果I3(n+k)、Q3(n+k)，k=1，…，8表達式如式(11)、式(12)所示：

其中 I2(n+k)=Q2(n+k)為串并轉(zhuǎn)換后的采樣數(shù)據(jù)，為降低后續(xù)處理資源消耗，將下變頻后的輸出截位至12 bit，則8路并行后的輸出為96 bit。

2.3并行本地偽碼產(chǎn)生

擴頻信號的捕獲需要本地產(chǎn)生與發(fā)端一致的偽碼序列，由本地碼NCO推動碼生成器產(chǎn)生，對于本設(shè)計偽碼速率高達 153.45 Mcps，采樣率為 600 MHz，同樣只能采用并行的偽碼生成方式。根據(jù)式(9)，fs為信號采樣率，這里為600 MHz，fc為碼率153.45 Mcps，N為量化位數(shù)取N=36，則可求出頻率控制字K。

與2.2節(jié)類似，偽碼時鐘由8個獨立的碼NCO模塊產(chǎn)生。定義 75 MHz主時鐘下的并行碼鐘為pn_clk[clk1，clk2，…，clk8]，clki，i=1，...，8代表在 600 MHz采樣頻率下的連續(xù)8個偽碼時鐘，1個主時鐘內(nèi)共有8個采樣點。clki可由式(13)得出，Pc0為上一個時鐘周期第 8個相位累加器的相位值，Pci（i=1，...，8）為 8路碼 NCO模塊的36位累加器相位值。

本設(shè)并行計偽碼的產(chǎn)生由ROM查表實現(xiàn)，將復(fù)合碼的內(nèi)碼、外碼的一個周期序列存儲到ROM中，通過不同的查找地址得出相應(yīng)偽碼。由于偽碼速率和主時鐘非整數(shù)倍關(guān)系(2.046)，可知在1個75 MHz時鐘周期內(nèi)(等效8個600 MHz時鐘)最多同時存在3個內(nèi)碼碼片(2個完整碼片，1個不完整碼片)。因此選用了3個深度為15，寬度為 1 bit的ROM用于存儲內(nèi)碼，ROM_B中的內(nèi)碼相位比ROM_A滯后1個碼片,ROM_C中的內(nèi)碼相位比ROM_B滯后1個碼片。

外碼的產(chǎn)生于內(nèi)碼類似，在 1個 75 MHz主時鐘內(nèi)最多存在2個內(nèi)碼，因此需要兩個深度為1 023寬度為1 bit的ROM用于存儲外碼。

并行偽碼產(chǎn)生的仿真結(jié)果如圖3所示，clk為75 MHz主時鐘，pn_clk為 8路并行碼時鐘，0、1交替的位置表示一個碼片的起止位置。以pn_clk=[01111000]為例，在此主時鐘周期內(nèi)存在8個600 MHz時鐘采樣點，前一碼片的最后一個采樣點在 bit7結(jié)束，bit6-bit3為當前碼片的起止位置，bit2-bit0為下一個碼片的前 3個采樣點位置。偽碼輸出記為 pn_out[pn1，pn2，,...pn8]，其中pni，i= 1...8代表在該75 MHz時鐘內(nèi)，由600 MHz時鐘對偽碼進行采樣，得到的8個采樣數(shù)據(jù)。

圖3　并行偽碼產(chǎn)生

2.4捕獲方案設(shè)計

根據(jù)前述分析，本方案采用頻率分段+匹配濾波器的捕獲方式，該方式操作簡單，具有最快的捕獲速度，但資源消耗較大，但對于XC5VFX100T系列平臺影響較小。

擴頻信號的快捕包括載波和偽碼兩個層面，載波捕獲采用分段搜索的策略，在每個頻段內(nèi)搜索偽碼相位，并對偽碼進行輔助，降低載波多普勒的影響。考慮到跟蹤模塊鎖頻環(huán)的有效牽引范圍為±1/4T，T為積分清零時間0.1 ms，因此對于本設(shè)計多普勒分段間隔不應(yīng)超過5 kHz。本設(shè)計多普勒搜索范圍要求±90 kHz，變化率2.4 kHz/s，分段間隔過窄會導(dǎo)致捕獲時間變長，綜合考慮后這里取分段間隔為 2.4 kHz，共劃分為 81個分段，多普勒搜索范圍可達±96 kHz，捕獲完成后多普勒補償精度可達±1.2 kHz。

由于輸入偽碼的復(fù)合碼特性，可以將偽碼捕獲分為外碼捕獲、內(nèi)碼捕獲兩個過程，內(nèi)碼周期很短只有15，故可以采用滑動相關(guān)的方式，一次步進半個碼片，滑動一個完整內(nèi)碼周期后進行積分清0，積分周期為一個外碼碼片的周期即0.1/1 023 ms。

這樣積分清 0后的偽碼速率從 153.45 Mcps降到10.23 Mcps，再進入1 023長的匹配濾波器，連續(xù)1 023個積分值進入后（即一個完整外碼周期）可得到相關(guān)峰值。當內(nèi)碼滑動到對齊位置時，外碼匹配濾波器的輸出一定會出現(xiàn)最大相關(guān)峰。采用這種方式只需要設(shè)計1 023長的匹配濾波器，可以節(jié)省設(shè)計資源。為了提高捕獲靈敏度，可以對匹配濾波結(jié)果作非相干累加，非相干累加10次后，信噪比可提高約7 dB。匹配濾波器的工作頻率只需10.23 MHz，不再需要并行信號處理[4]。

由于碼多普勒存在，當分段間隔為2.4 kHz時，經(jīng)載波輔助后，當前頻帶內(nèi)的最大碼多普勒為：

復(fù)合碼周期為0.1 ms，累加 10次后用時 1 ms，在此期間內(nèi)碼片偏移0.079 2個碼片，若內(nèi)碼按照 1/2碼片滑動，則滑動一次后實際變化 0.5-0.079 8=0.42個碼片，則為了保證能遍歷所有內(nèi)碼相位，內(nèi)碼滑動次數(shù)應(yīng)至少為15/0.42=36次。

捕獲流程為：捕獲環(huán)節(jié)開始后，首先從多普勒分段1開始滑動內(nèi)碼相位，外碼同時作匹配濾波，內(nèi)碼遍歷結(jié)束后可得到36個相關(guān)峰值；多普勒分段切換至分段2，重復(fù)上述過程，當所有81頻率分段均遍歷完成后，可得2 916個相關(guān)峰，記最大相關(guān)峰為 peak1，記錄對應(yīng)的外碼序號和內(nèi)碼序號；由于遍歷過程用時較長，在此期間多普勒會發(fā)生動態(tài)變化，因此還需在 peak1所在頻率分段的相鄰3個段內(nèi)重新搜索碼相位，此過程的最大相關(guān)峰為 peak2，當相關(guān)峰 peak2與 peak1可比擬，且對應(yīng)外碼、內(nèi)碼序號與 peak1位置接近時，認為捕獲完成。將peak2所在多普勒分段信息補償載波NCO，實現(xiàn)頻率捕獲，根據(jù)內(nèi)碼和外碼序號置偽碼生成器，實現(xiàn)偽碼粗對準，隨后轉(zhuǎn)入跟蹤環(huán)節(jié)。

3　仿真結(jié)果及性能分析

3.1仿真結(jié)果

由 Simulink產(chǎn)生采樣率為 600 MHz，C/No=90 dB/Hz（等效信號電平-80 dBm），多普勒為 50 kHz的復(fù)合碼擴頻信號作為仿真輸入。當搜索到正確頻道時內(nèi)碼滑動過程對應(yīng)的外碼匹配濾波仿真結(jié)果如圖4所示。rms_out為外碼匹配濾波結(jié)果，此時有非常明顯的相關(guān)峰出現(xiàn)。當內(nèi)碼滑動相差超過一個碼片時，外碼匹配濾波的相關(guān)峰急劇降低，仿真結(jié)果如圖5所示。

3.2捕獲時間計算

根據(jù)前述分析，遍歷一個頻率分段需要滑動36次，內(nèi)碼滑動期間外碼非相干累加10次，所需時間為36×10× 0.1=36 ms。第一次遍歷搜索81個分段，用時81×36 ms= 2.916 s，此期間最大多普勒變化達 2.916 s*2.4 kHz/s= 7.2 kHz跨越三個頻率分段，需要對當前分段和前后相鄰各3個分段進行再次搜索。

第二次遍歷搜索7個頻道，用時7×36 ms=0.252 s。

總捕獲時間為2.916+0.252=3.168 s。

圖4　內(nèi)碼對齊后外碼匹配濾波輸出仿真結(jié)果

圖5　內(nèi)碼相差一個碼片時外碼匹配濾波輸出仿真結(jié)果

3.3資源占用分析

本算法串并轉(zhuǎn)換模塊、下變頻模塊、偽碼NCO模塊、偽碼產(chǎn)生模塊、捕獲模塊的內(nèi)碼滑動、積分累加為并行處理環(huán)節(jié)，占用資源較多；捕獲模塊外碼匹配濾波、捕獲策略設(shè)計、跟蹤環(huán)節(jié)是非并行設(shè)計模塊。占用資源較少。經(jīng)ISE綜合，共占用FPGA片內(nèi)63%的Slice資源、46%的塊RAM資源、52%的乘法器資源。

4　結(jié)論

經(jīng)過分析計算可知，本文提出的寬帶擴頻信號捕獲算法，通過“以面積換速度”的形式，利用并行信號處理技術(shù)，有效降低了系統(tǒng)處理時鐘要求，算法技術(shù)可行實現(xiàn)簡單，共占用FPGA片內(nèi)63%的Slice資源、46%的塊RAM資源、52%的乘法器資源，資源占用率較低，利于工程實現(xiàn)。

[1]黃愛軍.衛(wèi)星通信抗干擾設(shè)計考慮及性能分析[J].電訊技術(shù)，2012，52(3)：259-263.

[2]童長海，鄭雪峰，鄭戈，等.600 Mb/s高速數(shù)傳接收機的設(shè)計與實現(xiàn)[J].遙測遙控，2007，28(S1)：34-38.

[3]嚴家明，李瑾，胡楚鋒.基于正交混頻的數(shù)字下變頻技術(shù)研究[J].計算機測量與控制.2009，17(1)：200-202.

[4]代敏，禹思敏，羅玉玲.匹配濾波器同步捕獲技術(shù) FPGA設(shè)計[J].通信技術(shù).2010，43(2)：13-16.

Wideband DS-Signal capture scheme based on parallel processing technology

Zhang Dezhi，Zeng Xingxing，Hu Qian
(China Academy of Launch Vehicle Technology R&D Center，Beijing 100076，China)

The rate of wideband spread spectrum signal is up to 150Mcps,which cause the traditional capture method can not work under this rate.A fast algorithm based on parallel signal processing technique is proposed to solve this problem.Local carrier and PN code is generated by means of parallel NCO,which can achieve 600 MHz equivalent sample rate.Inside PN code achieve phase alignment by sliding code phase.Out side PN code achieve phase alignment by match filter.The proposed algorithm is feasible and can achieve fast acquisition of wideband spread spectrum signal.

parallel process；wideband DS-signal；fast capture

TN91

A

10.16157/j.issn.0258-7998.2016.09.003

2016-04-22)

張德智(1985-)，男，工程師，主要研究方向：飛行器測控通信設(shè)計。

曾星星(1987-)，女，工程師，主要研究方向：飛行器測控通信設(shè)計。

胡倩(1983-)，女，工程師，主要研究方向：飛行器測控通信設(shè)計。

中文引用格式：張德智，曾星星,胡倩.基于并行處理技術(shù)的寬帶直擴信號捕獲方法[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2016，42(9)：10-13.

英文引用格式：Zhang Dezhi，Zeng Xingxing，Hu Qian.Wideband DS-Signal capture scheme based on parallel processing technology[J].Application of Electronic Technique，2016，42(9)：10-13.