基于chirp信號(hào)的寬頻帶相控陣?yán)走_(dá)數(shù)字補(bǔ)償技術(shù)

劉海波，牛陽(yáng)，任曉遠(yuǎn)，王珣

(北京理工大學(xué) 信息與電子學(xué)院，北京 100081)

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基于chirp信號(hào)的寬頻帶相控陣?yán)走_(dá)數(shù)字補(bǔ)償技術(shù)

劉海波，牛陽(yáng)，任曉遠(yuǎn)，王珣

(北京理工大學(xué) 信息與電子學(xué)院，北京 100081)

針對(duì)寬頻帶大口徑相控陣?yán)走_(dá)孔徑渡越時(shí)間問(wèn)題，提出了一種直接寬帶數(shù)字中頻的寬頻帶相控陣?yán)走_(dá)實(shí)現(xiàn)框架，并基于chirp信號(hào)提出了使用數(shù)字去斜技術(shù)補(bǔ)償孔徑渡越時(shí)間，使用數(shù)字本振相位調(diào)整補(bǔ)償射頻通道一致性的信號(hào)處理方法. 結(jié)合實(shí)際硬件系統(tǒng)驗(yàn)證了方法的有效性和工程可實(shí)現(xiàn)性，結(jié)果表明本文方法可有效補(bǔ)償孔徑渡越時(shí)間和射頻通道的不一致性.

寬頻帶相控陣?yán)走_(dá)；孔徑渡越時(shí)間；射頻通道不一致性；數(shù)字補(bǔ)償

寬頻帶相控陣?yán)走_(dá)是我國(guó)國(guó)防現(xiàn)代化建設(shè)的重要裝備，為實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)的探測(cè)距離，需要相控陣?yán)走_(dá)具有大的口徑；為實(shí)現(xiàn)大角度空域覆蓋，需要相控陣?yán)走_(dá)具有寬角掃描能力；為實(shí)現(xiàn)空間目標(biāo)識(shí)別，需要相控陣?yán)走_(dá)具有高的距離分辨力，即雷達(dá)發(fā)射信號(hào)要具有大的帶寬. 但是，隨著天線口徑和發(fā)射信號(hào)帶寬的增加，相控陣?yán)走_(dá)的孔徑效應(yīng)越來(lái)越嚴(yán)重[1]，若不進(jìn)行孔徑渡越時(shí)間補(bǔ)償，將導(dǎo)致合成后的回波信號(hào)能量損失，進(jìn)而造成雷達(dá)探測(cè)威力下降.

針對(duì)孔徑渡越時(shí)間問(wèn)題，經(jīng)典解決辦法是在子陣級(jí)使用實(shí)時(shí)延遲線(true time delay，TTD)，但由于延遲線體積大、價(jià)格高、量化精度低，在寬溫范圍內(nèi)難以做到高精度延時(shí)等問(wèn)題[2]，使雷達(dá)系統(tǒng)成本、重量和設(shè)計(jì)復(fù)雜度增加，因此國(guó)內(nèi)外雷達(dá)設(shè)計(jì)者致力于尋找替代模擬延遲線的解決方法.

針對(duì)寬頻帶相控陣中常用的chirp信號(hào)形式，Rabidean[3]提出了一種子陣模擬去斜處理方法，在各接收通道用模擬器件產(chǎn)生不同時(shí)延的去斜本振信號(hào)，對(duì)去斜后信號(hào)進(jìn)行通道間相參合成. 但由于各通道去斜本振采用模擬器件產(chǎn)生，其延時(shí)精度較低，因此會(huì)影響去斜后各通道間信號(hào)的相參性. 文樹(shù)梁等[4]中對(duì)于通道孔徑渡越時(shí)間的補(bǔ)償也采用模擬去斜處理方式，并對(duì)合成后的去斜信號(hào)在數(shù)字域進(jìn)行補(bǔ)償處理，但并未對(duì)補(bǔ)償處理過(guò)程中數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)及補(bǔ)償性能進(jìn)行深入分析.

隨著數(shù)字器件的飛速發(fā)展，GHz量級(jí)的ADC和DAC芯片已成熟商用，已能夠支持GHz帶寬瞬時(shí)寬帶信號(hào)的數(shù)字產(chǎn)生和采樣，因此用數(shù)字方法實(shí)現(xiàn)寬帶相控陣信號(hào)處理已成為可能. 本文提出一種直接寬帶數(shù)字中頻的寬頻帶相控陣?yán)走_(dá)實(shí)現(xiàn)框圖，并在此基礎(chǔ)上采用數(shù)字去斜方法補(bǔ)償了孔徑渡越時(shí)間，采用數(shù)字本振相位調(diào)整方法補(bǔ)償了不同通道的一致性.

1 基于直接寬帶數(shù)字中頻的寬頻帶相控陣?yán)走_(dá)體制

由于硬件水平的限制，傳統(tǒng)相控陣?yán)走_(dá)的數(shù)字TR只能實(shí)現(xiàn)多通道窄帶信號(hào)的數(shù)字化處理，而寬帶信號(hào)的數(shù)字化只能在通道合成后進(jìn)行. 錢麗[5]研究了單通道寬帶信號(hào)數(shù)字化處理方法，通過(guò)數(shù)字波形預(yù)失真處理來(lái)補(bǔ)償射頻通道的幅相特性失真，修正了模擬器件對(duì)寬帶信號(hào)幅相特性的影響. 本文在此基礎(chǔ)上，提出了一種適用于相控陣體制的多通道寬帶數(shù)字化雷達(dá)實(shí)現(xiàn)框架，如圖1所示. 本文以chirp信號(hào)為例，介紹了該體制下的孔徑渡越時(shí)間和通道一致性的數(shù)字補(bǔ)償方法.

2 孔徑渡越時(shí)間補(bǔ)償

2.1 回波信號(hào)模型

假設(shè)第0號(hào)陣元射頻回波信號(hào)表達(dá)式為[6]:

(1)

(2)

陣元i接收到的回波信號(hào)s(t-αi)中的時(shí)延αi≡Δ+βi，其中Δ是目標(biāo)到天線參考陣元的時(shí)延，對(duì)于一個(gè)距離為R的靜止點(diǎn)目標(biāo)，Δ=2R/c，c為光速，所有陣元的Δ是相同的；βi為回波到i號(hào)陣元與到參考陣元的延時(shí)差，它與波束指向、天線結(jié)構(gòu)(子陣間距)及陣元號(hào)i有關(guān). 經(jīng)過(guò)模擬下變頻后第i個(gè)通道的中頻回波信號(hào)可以表示為

(3)

2.2 回波信號(hào)處理

由于線性調(diào)頻信號(hào)具有時(shí)間頻率對(duì)應(yīng)的特點(diǎn)，多通道數(shù)字去斜的處理框圖如圖2所示，主要分為數(shù)字去斜和數(shù)字下變頻兩個(gè)處理步驟.

2.2.1 數(shù)字去斜處理

各陣元接收到的中頻回波信號(hào)sI_i(t)與一個(gè)延時(shí)為Γ的參考信號(hào)sref(t-Γ)進(jìn)行混頻，

(4)

式中：Γ為各通道相同的參考信號(hào)延時(shí)量，是Δ的估計(jì)值(可通過(guò)窄帶引導(dǎo)獲得的一個(gè)粗略的目標(biāo)距離估計(jì))；fL為第二中頻的頻率值；Tref為參考信號(hào)脈寬，混頻后各通道的信號(hào)可表示為

(5)

混頻后的信號(hào)經(jīng)低通濾波器(LPF)后，僅保留與目標(biāo)距離有關(guān)的正弦單頻信號(hào)，即

(6)

式中

2.2.2 數(shù)字下變頻處理

根據(jù)上文分析，經(jīng)過(guò)去斜處理后，各通道信號(hào)可以表示為頻率和初相不同的單頻信號(hào)，在數(shù)字下變頻處理過(guò)程中，不同通道的NCO根據(jù)孔徑渡越時(shí)間設(shè)置為不同的頻率和初相，則可以保證混頻后的信號(hào)同頻同相，從而實(shí)現(xiàn)相參疊加. 假設(shè)第i個(gè)通道的NCO信號(hào)表達(dá)式為

(7)

其中τri=Γ+βi，混頻濾波后忽略包絡(luò)項(xiàng)可得

(8)

式(8)表明，不同通道數(shù)字下變頻后的信號(hào)頻率都變?yōu)?πk(Γ-Δ)，與通道數(shù)無(wú)關(guān)，即頻偏得到修復(fù). 不同通道的初相為

(9)

從式(9)中可以看到只有等號(hào)右側(cè)第二項(xiàng)隨著通道的改變而變化，以8 m天線口徑，掃描角±45°，去斜后信號(hào)帶寬5 MHz為典型參數(shù)，可以計(jì)算得到，等號(hào)右側(cè)第二項(xiàng)引入的不同通道初相變化最大為33°，引入的相參疊加損失約為0.5 dB，因此2πk(Δ-Γ)βi項(xiàng)可忽略，式(9)中相移可近似寫為

(10)

觀察到式(10)右側(cè)相移已與通道數(shù)i無(wú)關(guān). 因此，不同通道數(shù)字延遲濾波的輸出相位差變化為0，可以實(shí)現(xiàn)相參處理，從而在接收工作方式下實(shí)現(xiàn)了孔徑渡越時(shí)間的補(bǔ)償.

3 射頻通道一致性補(bǔ)償

在相控陣?yán)走_(dá)系統(tǒng)中由于各通道射頻器件和傳輸線的差異性，各通道接收到的混頻輸出信號(hào)會(huì)存在相位誤差，如不進(jìn)行補(bǔ)償會(huì)影響多路信號(hào)的相參性能. 在中頻數(shù)字化處理過(guò)程中，通過(guò)調(diào)整NCO的初始相位，可以靈活補(bǔ)償不同通道由于射頻器件和傳輸線差異引入的相位誤差. 以兩個(gè)通道為例，接收信號(hào)處理過(guò)程如圖3所示，假設(shè)兩通道射頻信號(hào)傳播路徑延時(shí)分別為tc1和tc2，射頻本振提供給1通道和2通道的本振信號(hào)初始相位分別為φ1和φ2，混頻后的中頻信號(hào)傳播路徑延時(shí)分別為tL1和tL2.

假設(shè)從兩路天線輸入的chirp信號(hào)表示為

(忽略包絡(luò)項(xiàng)).

式中:fI為中頻載頻；fc為射頻載頻；B為信號(hào)帶寬；k為調(diào)頻斜率.

則通道1和通道2經(jīng)過(guò)數(shù)字去斜和數(shù)字下變頻處理后的信號(hào)可分別表示為式(11)和式(12)：

(11)

(12)

若以通道1為基準(zhǔn)通道，為了使得兩個(gè)通道輸出的信號(hào)相參疊加，通道2 NCO需要調(diào)整的頻率為

(13)

需要調(diào)整的相位為

(14)

式中：Δtc=tc1-tc2為兩通道中頻信號(hào)傳播路徑延時(shí)差；ΔtL=tL1-tL2為兩通道中頻信號(hào)傳播路徑延時(shí)差；Δφ=φ1-φ2為射頻本振提供給兩通道的本振信號(hào)初始相位差.

實(shí)際工作過(guò)程中，Δtc、ΔtL、Δφ的值可以通過(guò)標(biāo)校的方法獲得：系統(tǒng)接收頻率為f1的單頻信號(hào)，進(jìn)過(guò)模擬和數(shù)字兩級(jí)下變頻后，可以分析得到兩通道信號(hào)的相位差為

(15)

系統(tǒng)接收頻率為f2的單頻信號(hào)，進(jìn)過(guò)模擬和數(shù)字兩級(jí)下變頻后，可分析得到兩通道信號(hào)的相位差為

(16)

4 基于實(shí)際硬件系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文提出方法的有效性和工程可實(shí)現(xiàn)性，構(gòu)建某寬帶中頻數(shù)字TR系統(tǒng)樣機(jī). 系統(tǒng)由8路發(fā)射和8路接收通道組成，產(chǎn)生中心頻率1.2GHz，帶寬600MHz信號(hào)，系統(tǒng)實(shí)物如圖4所示.

利用該樣機(jī)并結(jié)合C波段模擬TR組件，本文開(kāi)展了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證. 為了保證實(shí)驗(yàn)的準(zhǔn)確性和可操作性，以圖4中的4個(gè)通道為例，實(shí)驗(yàn)中分別用不同長(zhǎng)度線纜模擬相控陣天線波束指向偏離法線時(shí)的孔徑渡越時(shí)間，實(shí)驗(yàn)框圖如圖5所示，補(bǔ)償前后的去斜結(jié)果如圖6所示.

從圖6中可以看到，補(bǔ)償前由于孔徑渡越時(shí)間的影響，兩通道信號(hào)處理后的頻率不同，經(jīng)過(guò)補(bǔ)償后兩通道頻率完全相同可以實(shí)現(xiàn)相參疊加. 從圖6(c)可以看出由于補(bǔ)償前各通道去斜后的信號(hào)頻率和相位存在差異，疊加后將導(dǎo)致一維距離像主瓣展寬大約4倍，影響測(cè)距精度；而補(bǔ)償后合成頻譜的最大值大約179 dB，而補(bǔ)償前合成的頻譜大約167 dB，即4個(gè)接收通道相參疊加后頻譜幅度增加了12 dB左右與理論值一致.

5 結(jié) 論

寬頻帶大口徑相控陣?yán)走_(dá)寬角掃描時(shí)孔徑渡越時(shí)間限制信號(hào)瞬時(shí)帶寬，本文提出了基于大帶寬數(shù)字中頻的寬帶相控陣?yán)走_(dá)體制，并基于chirp信號(hào)采用了數(shù)字去斜技術(shù)補(bǔ)償了孔徑渡越時(shí)間，采用了數(shù)字本振相位補(bǔ)償了不同射頻通道的一致性，最后結(jié)合實(shí)際硬件系統(tǒng)對(duì)處理算法進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明本文提出的方法可以有效地補(bǔ)償孔徑渡越時(shí)間和射頻通道的不一致性，使各通道回波信號(hào)相參疊加，保證了雷達(dá)威力和距離分辨力.

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Zhang Guangyi， Zhao Yujie. Technology of phased array radar[M]. Beijing: Publishing House of Electronics Industry， 2006. (in Chinese)

[2] 張光義.相控陣?yán)走_(dá)系統(tǒng)[M].北京：國(guó)防工業(yè)出版社，2006.

Zhang Guangyi. System of phased array radar[M]. Beijing: Publishing House of National Defense Industry， 2006. (in Chinese)

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[4] 文樹(shù)梁，袁起，毛二可，等.寬帶相控陣?yán)走_(dá)Stretch處理孔徑渡越時(shí)間數(shù)字補(bǔ)償技術(shù)[J].電子學(xué)報(bào)，2005，33(6):961-964.

Wen Shuliang， Yuan Qi， Mao Erke， et al. Digital compensation technique of aperture fill time for wideband phased array radar stretch processing[J]. Acta Electronica Sinica， 2005，33(6):961-964. (in Chinese)

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Wang Xin， Chen Haihong. A study on method of full digital dechirp pulse compression for wide-band signals[J]. Modern Radar， 2011，33(9):34-41. (in Chinese)

(責(zé)任編輯：劉芳)

Digital Compensation Technology of Wideband Phased Array Radar Based on Chirp Signal

LIU Hai-bo，NIU Yang，REN Xiao-yuan，WANG Xun

(School of Information and Electronic， Beijing Institute of Technology， Beijing 100081, China)

A wideband PAR (phased array radar) implementation framework was proposed based on wide band digital intermediate frequency to solve aperture full time problem. A method was presented to compensate the aperture full time by digital stretch processing of chirp signal. A compensation approach was also put forward for RF (radio frequency) channels phase consistency with phase adjustment of digital oscillator. Experiment results based on hardware system indicate that the method is effective and engineering realizable, it can effectively compensate the inconsistency of aperture fulltime and RF channels.

wideband PAR; aperture full time; inconsistency of RF channels; digital compensation

2014-06-23

劉海波(1980—)，男，博士，講師，E-mail：haibolhb@bit.edu.cn.

TN 957.5

A

1001-0645(2016)09-0966-05

10.15918/j.tbit1001-0645.2016.09.016