LED負(fù)載恒流驅(qū)動(dòng)電源電路的研究

張文強(qiáng) 馮 搏 俞竹青

(常州大學(xué)機(jī)械工程學(xué)院,江蘇 常州 213100)

LED負(fù)載恒流驅(qū)動(dòng)電源電路的研究

張文強(qiáng) 馮 搏 俞竹青

(常州大學(xué)機(jī)械工程學(xué)院,江蘇 常州 213100)

提出一種由過(guò)零檢測(cè)電路、可控硅整流電路、高頻濾波電路與PWM隔離驅(qū)動(dòng)電路組成的非隔離驅(qū)動(dòng)方式的高效LED驅(qū)動(dòng)電源電路。通過(guò)可控硅整流器(SCR)控制角α的程控調(diào)節(jié)與隔離驅(qū)動(dòng)PWM占空比的自適應(yīng)負(fù)載變化，分別實(shí)現(xiàn)LED負(fù)載恒流驅(qū)動(dòng)的粗調(diào)與細(xì)調(diào)。對(duì)各電路模塊的仿真與LED負(fù)載電流調(diào)節(jié)實(shí)驗(yàn)均驗(yàn)證了系統(tǒng)設(shè)計(jì)的正確性。

恒流驅(qū)動(dòng)電源電路 LED負(fù)載 電流控制 非隔離驅(qū)動(dòng) SCR程控調(diào)節(jié) PWM占空比

隨著全球能源危機(jī)的日益突出，節(jié)約能源成為全人類(lèi)面臨的重要問(wèn)題之一。作為第四代綠色照明光源[1]，高亮度發(fā)光二極管(LED)以其高效、節(jié)能及環(huán)保等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于醫(yī)療、大尺寸液晶背光源和室內(nèi)外照明中[2]。如果LED能夠取代傳統(tǒng)低效的照明方式，無(wú)疑對(duì)緩解當(dāng)前緊迫的能源短缺問(wèn)題起到舉足輕重的作用。

驅(qū)動(dòng)電源電路設(shè)計(jì)是LED光源的關(guān)鍵[3]，目前LED普遍采用恒流驅(qū)動(dòng)，實(shí)現(xiàn)恒流驅(qū)動(dòng)的方式有線(xiàn)性調(diào)節(jié)、電流鏡、無(wú)源恒流驅(qū)動(dòng)及基于脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation，PWM)的開(kāi)關(guān)變換等[4～6]；以有無(wú)隔離變壓器為標(biāo)準(zhǔn)，可分為隔離型驅(qū)動(dòng)方式與非隔離型驅(qū)動(dòng)方式。非隔離型驅(qū)動(dòng)因不受隔離器件限制，在減小產(chǎn)品體積和提高效率上均有較大優(yōu)勢(shì)[7]。

傳統(tǒng)的隔離型LED驅(qū)動(dòng)電源由于隔離變壓器的存在，導(dǎo)致銅損與鐵損不可避免。當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，變壓器匝數(shù)比不能改變，只能通過(guò)限流裝置被動(dòng)調(diào)節(jié)驅(qū)動(dòng)電流，系統(tǒng)效率低下。為此，筆者提出一種非隔離型高效LED驅(qū)動(dòng)電源電路，通過(guò)微控制器(MCU)程控調(diào)節(jié)可控硅整流器(Silicon Controlled Rectifier,SCR)的控制角α以達(dá)到自適應(yīng)負(fù)載的目的，提高反饋電流的PWM控制精度與響應(yīng)速度，實(shí)現(xiàn)LED恒流驅(qū)動(dòng)。

非隔離型自適應(yīng)降壓的LED驅(qū)動(dòng)電源電路如圖1所示，由過(guò)零檢測(cè)電路、可控硅整流電路、高頻濾波電路、PWM隔離驅(qū)動(dòng)電路和MCU組成。輸入的220V市電經(jīng)橋式可控整流電路整流后，通過(guò)高頻濾波電路給多路LED供電。過(guò)零檢測(cè)電路獲得市電同步脈沖信號(hào)。LED各支路串聯(lián)電流傳感器，采樣電流信號(hào)至MCU，以實(shí)現(xiàn)SCR精確定時(shí)觸發(fā)與PWM隔離驅(qū)動(dòng)。

圖1 非隔離型自適應(yīng)降壓的LED驅(qū)動(dòng)電源電路

2 模塊設(shè)計(jì)

2.1過(guò)零檢測(cè)電路

單相橋式可控整流電路中SCR的控制角α以交流電負(fù)半周過(guò)零點(diǎn)作為參考時(shí)刻，因此，對(duì)SCR精確定時(shí)觸發(fā)的前提是確定市電過(guò)零參考點(diǎn)。過(guò)零檢測(cè)電路如圖2所示，R1、R2形成分壓，為比較器U1的同相輸入端設(shè)置一個(gè)較小的門(mén)限電壓Vref。市電經(jīng)整流二極管D1和穩(wěn)壓管D2得到0～5V的同步脈沖信號(hào)，并作為比較器U1的反相輸入端電壓Vin。當(dāng)市電由負(fù)半周過(guò)零時(shí)，Vin由0V變?yōu)?V，光耦U2的INT角由Vcc變?yōu)榈碗娖?；同理，?dāng)市電由正半周過(guò)零時(shí)，INT角由低電平變?yōu)閂cc。由于Vref接近零點(diǎn)，因此可以認(rèn)為INT角產(chǎn)生的是與市電同步的脈沖信號(hào)，此脈沖沿可由MCU輸入捕捉，并以此為起點(diǎn)開(kāi)始精確定時(shí)。

圖2 過(guò)零檢測(cè)電路

使用Multisim電路仿真軟件結(jié)合Matlab數(shù)據(jù)處理軟件對(duì)過(guò)零檢測(cè)電路進(jìn)行驗(yàn)證[8]。圖3所示為過(guò)零檢測(cè)電路光耦I(lǐng)NT角產(chǎn)生的同步脈沖信號(hào)與市電信號(hào)的波形對(duì)比。可知，通過(guò)檢測(cè)同步脈沖信號(hào)的下降沿，可以準(zhǔn)確得到市電輸入信號(hào)負(fù)半周的過(guò)零點(diǎn)。

圖3 光耦I(lǐng)NT角產(chǎn)生的同步脈沖信號(hào)與市電信號(hào)的波形對(duì)比

2.2可控硅整流電路

(1)

由式(1)可知，調(diào)節(jié)輸出直流電壓值的關(guān)鍵在于精確控制SCR的控制角α。

SCR驅(qū)動(dòng)采用IR2103半橋驅(qū)動(dòng)器，其內(nèi)部集成升壓電路，外部?jī)H需一個(gè)自舉電容和一個(gè)自舉二極管即可完成自舉升壓。IR2103內(nèi)部設(shè)置520ns死區(qū)時(shí)間，在每次狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)插入死區(qū)，同時(shí)可以保證上下兩管的狀態(tài)相反，避免上下管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)電流不經(jīng)負(fù)載直接入地?？煽毓枵麟娐啡鐖D4所示，D3和C1分別為自舉二極管和自舉電容。以市電全波整流10.0ms為一個(gè)周期，當(dāng)檢測(cè)到交流電上升/下降沿時(shí)將/LIN置低并打開(kāi)下臂Q1，使自舉電容充電，在合適的SCR控制角時(shí)將HIN置高，打開(kāi)上臂即導(dǎo)通SCR。

圖4 可控硅整流電路

SCR觸發(fā)信號(hào)頻率與市電經(jīng)全橋整流后的100Hz一致。實(shí)驗(yàn)中，設(shè)自舉電容C1值為47μF，每當(dāng)交流電過(guò)零點(diǎn)時(shí)，導(dǎo)通下臂Q1對(duì)自舉電容充電0.5ms，同時(shí)MCU定時(shí)9.0ms，SCR觸發(fā)時(shí)間為0.2ms。圖5所示為半橋驅(qū)動(dòng)器IR2103的HO角輸出信號(hào)(即SCR驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形)與市電信號(hào)的對(duì)比。IR2103內(nèi)部集成的自舉升壓電路實(shí)現(xiàn)高端驅(qū)動(dòng)的過(guò)程是一個(gè)自舉電容放電過(guò)程，要根據(jù)負(fù)載的不同合理選擇自舉電容大小和充放電時(shí)間。

圖5 半橋驅(qū)動(dòng)器IR2103的HO角輸出信號(hào)與市電信號(hào)的對(duì)比

2.3高頻濾波與PWM隔離驅(qū)動(dòng)電路

可控硅整流電路得到的是直流脈動(dòng)電壓信號(hào)，其中含有較大的交流成分，因此在驅(qū)動(dòng)LED之前需要進(jìn)行濾波處理，使電壓脈動(dòng)系數(shù)降低，保證LED無(wú)閃爍穩(wěn)定工作。高頻濾波電路如圖6所示，可控整流信號(hào)經(jīng)L1、C2初級(jí)濾波后，送往以場(chǎng)效應(yīng)管Q2為核心的高頻濾波電路。由LED、電感L2和續(xù)流二極管D8組成的滯環(huán)電流控制回路在Q2截止以后繼續(xù)為L(zhǎng)ED提供電流。為避免截止瞬間電感L2產(chǎn)生的反向電動(dòng)勢(shì)擊穿場(chǎng)效應(yīng)管，由瞬態(tài)電壓抑制二極管W1、電感L2和快恢復(fù)二極管D9組成泄放回路，使能量在電感線(xiàn)圈和續(xù)流二極管上以熱能形式釋放出去。

圖6 高頻濾波電路

場(chǎng)效應(yīng)管Q2的導(dǎo)通與截止受到MCU發(fā)出的PWM信號(hào)控制。為提高響應(yīng)速度，使用高速光耦TLP2530隔離驅(qū)動(dòng)Q2。TLP2530具有較高的電平轉(zhuǎn)換速度，TpHL與TpLH的典型值均為0.3μs，其外圍電路如圖7所示。

圖7 PWM隔離驅(qū)動(dòng)電路

圖8所示為高頻濾波電路PWM頻率對(duì)負(fù)載電流的濾波效果，隨著PWM頻率的提升，負(fù)載電流脈動(dòng)顯著減小。工作在高頻模式可以減小電路中的電感和電容值，減小元件物理尺寸。

圖8 高頻濾波電路PWM頻率對(duì)負(fù)載電流的濾波效果

3 LED負(fù)載電流控制策略與仿真

以L(fǎng)ED為負(fù)載，對(duì)于串聯(lián)的LED負(fù)載，其正向?qū)妷篤F為各LED正向?qū)妷褐?，即VF=VF1+VF2+…。不同的LED其IF-VF特性有較大差異，實(shí)驗(yàn)中，設(shè)定VF=15V，近似認(rèn)為達(dá)到正向?qū)妷汉驣F與VF成線(xiàn)性關(guān)系[9]。保持SCR控制角α(0.950π)與PWM占空比(50%)恒定，圖9所示為SCR導(dǎo)通后，不同負(fù)載的電流變化情況。對(duì)于電阻負(fù)載(50Ω)，負(fù)載電流在SCR觸發(fā)后(9.5ms處)立即響應(yīng)；對(duì)于LED負(fù)載，在達(dá)到正向?qū)妷呵?，?fù)載電流沒(méi)有響應(yīng)，因此滯后一段時(shí)間。

圖9 LED負(fù)載與電阻負(fù)載的電流比較

對(duì)于電路中的不同負(fù)載，實(shí)現(xiàn)LED恒流驅(qū)動(dòng)需要電流反饋，電流反饋可由霍爾電流傳感器與運(yùn)放調(diào)理電路實(shí)現(xiàn)。運(yùn)放電路具體參數(shù)因MCU的ADC引腳輸入電壓范圍和霍爾電流傳感器輸出范圍而異，此處不再贅述。

考慮到一個(gè)周期(10ms)內(nèi)SCR是半控的，即導(dǎo)通SCR后直到其承受反向電壓才會(huì)截止，并且驅(qū)動(dòng)電路中大量使用了儲(chǔ)能元件，因此無(wú)法通過(guò)調(diào)節(jié)SCR的控制角直接快速響應(yīng)負(fù)載反饋電流。文獻(xiàn)[10]將可控整流電路近似看成一階慣性環(huán)節(jié)。由于市電的波動(dòng)與MCU的定時(shí)精度問(wèn)題，SCR觸發(fā)時(shí)間的微小誤差會(huì)造成LED電流的較大變化，而較大的過(guò)調(diào)將會(huì)燒毀LED。因此將LED負(fù)載電流調(diào)節(jié)分為粗調(diào)與細(xì)調(diào)。

電流粗調(diào)是對(duì)SCR控制角α的調(diào)節(jié)。以VF=15V時(shí)的LED作為實(shí)驗(yàn)對(duì)象，圖10所示為L(zhǎng)ED電流粗調(diào)變化波形，隨著SCR觸發(fā)時(shí)間的不斷提前(以0.05ms為一個(gè)步長(zhǎng))，LED電流逐步提高，其整體變化趨勢(shì)與一階慣性環(huán)節(jié)類(lèi)似。

圖10 LED電流粗調(diào)波形

電流細(xì)調(diào)是對(duì)隔離驅(qū)動(dòng)PWM占空比的調(diào)節(jié)。粗調(diào)反饋電流達(dá)到目標(biāo)電流的閾值后，SCR控制角α保持不變，進(jìn)入細(xì)調(diào)環(huán)節(jié)。設(shè)LED目標(biāo)電流為0.20A，圖11所示為L(zhǎng)ED電流細(xì)調(diào)波形變化，通過(guò)對(duì)PWM占空比的調(diào)節(jié)均能將負(fù)載電流調(diào)節(jié)至0.20A，調(diào)節(jié)時(shí)間約20ms。

電流粗調(diào)的精度對(duì)細(xì)調(diào)有很大影響。在最理想情況下，僅通過(guò)粗調(diào)便可將LED電流穩(wěn)定至目標(biāo)電流處，而細(xì)調(diào)可以實(shí)現(xiàn)電流的快速響應(yīng)與多路LED均流。因此，粗調(diào)和細(xì)調(diào)缺一不可。合適的SCR控制角α對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定有著重要意義：α過(guò)小，會(huì)造成負(fù)載電流過(guò)調(diào)，燒毀LED；α過(guò)大，滿(mǎn)足不了負(fù)載額定功率的供給，達(dá)不到目標(biāo)電流。圖12所示為α過(guò)大時(shí)對(duì)細(xì)調(diào)電流的影響，粗調(diào)SCR觸發(fā)時(shí)間為9.7ms，LED電流約0.13A，細(xì)調(diào)PWM占空比至上限，LED電流約0.18A，達(dá)不到0.20A目標(biāo)值，并且會(huì)產(chǎn)生大幅度的振蕩。

圖11 LED電流細(xì)調(diào)波形

4 結(jié)論

4.1電流粗調(diào)可近似看成一階慣性環(huán)節(jié)，粗調(diào)時(shí)間間隔不易過(guò)短。以實(shí)驗(yàn)設(shè)定參數(shù)(C1=47μF，C2=120μF，C3=120μF，L1=1mH，L2=330μH)為例，在50ms處可以認(rèn)為電流穩(wěn)定。因此，粗調(diào)時(shí)間間隔以大于50ms為宜。

4.2較小的電流粗調(diào)步長(zhǎng)可以提高粗調(diào)精度，但也增加了系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)間(LED電流達(dá)到目標(biāo)電流閾值的時(shí)間)。因此，需要在精度與延遲之間權(quán)衡。

4.3電流細(xì)調(diào)的電流響應(yīng)時(shí)間(20ms)相對(duì)粗調(diào)顯著減少，并且有利于實(shí)現(xiàn)多路LED均流。

4.4電流細(xì)調(diào)增加LED電流的過(guò)程，加大了電路中儲(chǔ)能元件的充放電時(shí)間，以犧牲系統(tǒng)穩(wěn)定性為代價(jià)提高電流的平均值。

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StudyonConstantCurrent-drivenLEDPowerCircuit

ZHANG Wen-qiang, FENG Bo, YU Zhu-qing

(SchoolofMechanicalEngineering,ChangzhouUniversity,Changzhou213100,China)

A non-isolated efficient LED driving circuit was proposed, which consists of the zero-crossing detection circuit, SCR commute circuit, high-frequency filtering circuit and PWM isolated driving circuit. Through program-controlled regulation of SCR control angleαand adaptive load change of the PWM duty cycle, both general and fine tuning of LED constant-current driving were realized. Simulating every circuit module and experimenting on the LED load current regulation verify the validity of the system design.

constant current-driven power circuit, LED load, current control, non-isolated driving, SCR program-controlled regulation, PWM duty cycle

TH862+.7

A

1000-3932(2016)01-0084-05

2015-05-28