基于改進的VCFR物理層上行共享信道估計方法研究

李 研，謝永斌

(西安郵電大學 通信與信息工程學院，西安 710061)

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基于改進的VCFR物理層上行共享信道估計方法研究

李 研，謝永斌

(西安郵電大學 通信與信息工程學院，西安 710061)

針對DFT的信道估計算法不能解決由于信道信息能量在時域的拓展造成誤去除有效信號徑而導致的性能下降問題，研究了一種通過添加虛擬頻率響應的信道估計算法[7]；然而這種方法不能滿足LTE物理層上行共享信道復雜的環(huán)境；故提出了一種采用新的窗函數(shù)和差異化去噪策略的改進的添加虛擬頻率響應的信道估計算法；該算法具有較高的頻帶利用率，高速率傳輸能力和多路徑衰落影響小等優(yōu)點，所以在無線通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應用；理論分析和仿真驗證表明，該算法能夠有效地提高信道估計精度和系統(tǒng)性能，使得系統(tǒng)的誤碼率最大約提升2個dB左右，系統(tǒng)吞吐量較3GPP協(xié)議所要求的提升約4 dB左右。

信道估計；物理層上行共享信道；虛信道頻率響應；差異化去噪策略

0 引言

正交頻分復用( OFDM) 技術由于其可以抵抗頻譜選擇性衰落，高效的頻譜資源利用率和接收機較低的實現(xiàn)復雜度而廣泛應用在無線通信系統(tǒng)中。在LTE上行發(fā)送鏈路,每個子幀中插入了一個或多個導頻信號,即解調參考信號(DMRS),因而現(xiàn)有對LTE信道估計算法的研究主要集中于基于導頻的非盲信道估計?；趯ьl的信道估計方法可大致分為三類：基于最小二乘法(LS)的信道估計算法、基于DFT變換域去噪的信道估計算法以及基于最小均方誤差準則(LMMSE) 的信道估計算法。LS信道估計是在獲取到的DMRS基礎上,與本地產生的Zadoff_Chu序列相除得到頻域信道沖擊響應(CFR)。LS算法實現(xiàn)簡單,但是抗噪聲影響能力弱,在低信噪比環(huán)境下性能表現(xiàn)差。為了減少噪聲的影響,引入了一種基于DFT變換域去噪的信道估計算法,該算法以LS估計算法為基礎,將LS估計得到的CFR通過離散傅里葉變換之后,在時域對CIR進行去噪處理。MMSE信道估計抗噪聲能力強,可實現(xiàn)較低的均方誤差(MSE)。但是MMSE算法需要信道信息,實現(xiàn)復雜度過高,因而并不適合運用于工程實踐。從而基于DFT的信道估計算法在OFDM系統(tǒng)中被廣泛應用。但是該算法依然不能由于信道信息能量在時域的拓展造成誤去除有效信號徑導致的性能下降問題。因此，一種通過添加虛擬頻率響應的信道估計算法被提出[6]。然而這種方法不能滿足LTE物理層上行共享信道復雜的環(huán)境。因此文中提出了一種改進的添加虛擬頻率響應的信道估計算法。該算法具有較高的頻帶利用率，高速率傳輸能力和多路徑衰落影響小等優(yōu)點，所以在無線通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應用。

在本文提出的新算法中,設計了一個新的升余弦窗函數(shù)進行頻域平滑處理,同時采用一種全新的差異化去噪策略進行時域去噪處理。新算法解決了傳統(tǒng)的基于DFT信道估計算法的“邊界效應”問題,大量的仿真表明本文提出的算法相比原有算法具有非常好的性能提升。文中第一部分將介紹LTE物理層PUSCH的信道處理模型及添加虛擬頻率響應的信道估計算法。文中第二部分將對改進的添加虛擬頻率響應的信道估計算法進行描述。仿真結果以及數(shù)據(jù)將在文中第三部分描述。

1 系統(tǒng)模型及VCFR信道估計

1.1 LTE PUSCH模型

在LTE PUSCH信道中每個時隙都插入了解調參考信號(DMRS)作為導頻信號，在常規(guī)CP模式下它分布在第4個和第十個SC-OFDM符號上。DMRS用于上行接收的信道估計。

圖1 PUSCH信道處理模型

LTE PUSCH信道處理處理過程如圖一所示。為了消除多徑傳輸引起的符號間干擾(ISI)，LTE的循環(huán)前綴長度要比最大多徑時延大一些。子載波個數(shù)根據(jù)帶寬變化，在LTE上行鏈路中,針對不同的應用場景,CP長度有常規(guī)CP及拓展CP兩種模式。CP長度的設置保證了在對應場景中,時域信道沖擊響應CIR長度不超過CP長度,以消除多徑傳播引起符號間干擾(ISI)。假設SC-FDMA符號添加的CP長度為NCP。LTE中有不同的帶寬配置,20 M時, SC-FDMA符號中子載波數(shù)目為2 048, 10 MHz帶寬時為1 024。本文假設每個SC-FDMA符號使用的子載波為NSC。則對于第l個SC-FDMA符號中時間連續(xù)信號可表示為:

(1)

其中:Xk,l表示資源柵格(k,l)中的內容,Δf是子載波間隔,此處為15 kHz,Ts為LTE系統(tǒng)中的基本時間單元。

為了簡化分析過程，發(fā)送端的離散信號可以表示為

(2)

其中:Xk,l為第l個SC-FDMA符號上的第k個子載波。在接收端,接收到的第l個SC-FDMA符號上的第k個子載波可表示為

(3)

其中:Hk,l為第l個符號上第k個子載波的頻域信道沖擊響應CFR, nk,l為高斯白噪聲。

假設多徑信道徑數(shù)為L,用τi表示第i徑的時延,用hi表示第i徑的幅度響應,則時域的信道沖擊響應CIR可表示為:

(4)

其對應的頻域信道沖擊響應CFR表示為:

(5)

1.2 VCFR信道估計算法的基本處理流程

基于VCFR拓展頻域加窗的信道估計算法其處理流程框圖如圖2所示。

圖2 VCFR信道處理流程框圖

VCFR信道估計算法的基礎是LS估計。通過LS信道估計器可獲得LS估計的輸出

(6)

添加VCFR之后，擴展的CFR成一窗函數(shù)W結果如下：

(7)

M表示添加VCFR之后的CFR的長度。

文獻[7]中討論了多種窗函數(shù)，其最后采用的窗函數(shù)表示如下：

(8)

但是通過分析,發(fā)現(xiàn)這種窗函數(shù)在信道沖激響應邊緣有個跳變,如下圖所示,這不利于信道估計。

圖3 窗函數(shù)幅度相應對比圖

在論文[3]中,提出了一種在虛子載波區(qū)域添加虛導頻(VP)減少邊緣效應的影響。文獻[4]提出了一種低復雜度的基于虛頻域信道沖擊響應(VCFR)拓展的信道估計算法。通過拓展VCFR,可減少能量的泄露,使得時域信道沖擊響應(CIR)的有效徑集中于較小區(qū)域,同時將“邊緣效應”移到添加的虛子載波位置,在后續(xù)處理中,將去除添加的虛信道沖激響應(VCFR),這就避免了 "邊緣效應”對有效CFR的影響。通過VCFR拓展,該算法在MSE及BLER性能上比傳統(tǒng)DFT算法更優(yōu)。文獻[7]中,討論了一種在VCFR拓展基礎上,并通過頻域加窗處理,通過IDFT換到時域后,對CIR采用MST去噪算法[4]去除噪聲及干擾的新算法。該文獻中對比了各種頻域加窗函數(shù)后的MSE指標,驗證了加窗函數(shù)對進一步使CIR集中的作用。但是,文獻[7]提出的窗函數(shù)在VCFR與實際信道沖擊響應邊緣不平滑會導致性能下降,另外文獻[7]中采用的去噪算法,需要確定最大徑數(shù),使得該算法對多種信道的適用性變差。

2 改進的VCFR信道估計算法

本小節(jié)將介紹本文提出的一種改進的基于VCFR拓展的信道估計算法。該改進的信道估計算法通過使用新的實數(shù)窗函數(shù)和新的適用于VCFR拓展信道估計算法的去噪策略對原有算法進行改進。改進的信道估計算法如下。

1)頻域添加VCFR：

(9)

其中:Nac表示實際使用CFR長度,Nvc表示添加的虛子載波長度。

經(jīng)過VCFR拓展后的頻域信道沖激響應可以表示為:

(10)

VCFR拓展過程可按如下圖所示:

圖4 VCFR拓展過程

本文采用的是一種升余弦窗函數(shù),其表示如下:

(11)

2)時域去噪：

采用差異化去噪策略成去噪步驟之后,CFR 去噪過程數(shù)學表達式如下:

(12)

時域去噪算法可以大致分為兩步驟：

(1)在OFDM系統(tǒng)中,可認為信道沖擊響應(CIR)的長度小于循環(huán)前綴的長度,因此在傳統(tǒng)的基于DFT去噪的信道估計算法中都把CIR中位置大于等效CP長度Lequ_cp的信道估計值置0來完成去噪。如圖4所示,中間區(qū)域為噪聲區(qū)域,兩側有有效的CIR徑區(qū)域。

圖5 CIR有效沖擊響應

VCFR算法中,CIR有效徑相比不進行VCFR拓展情形會有一個明顯的延拓,如圖6所示。

圖6 在EVA5HZ信道下理想CIR與VCFR算法估出CIR對比

在圖5中可以看到,在基于VCFR拓展的信道估計算法中,之前處理時添加的虛信道沖擊響應導致CIR在時域的延展。為保證所有信號有效徑都在等效CP長度內,需要采用一個拓展的等效CP 長度,去噪時采用了一個拓展的等效CP長度,其表示如下:

(13)

(14)

式14中k值對應區(qū)域為噪聲區(qū)域,即k的取值范圍應該滿足閉區(qū)間[Lequ_cp_exp and,Nac+Nvc-Lequ_cp_exp and]

同時,在認定為有效CIR區(qū)域統(tǒng)計CIR最大值MaxpowervalidCIR

(15)

式15中的k值對應區(qū)域為有效CIR區(qū)域,即k的取值范圍應滿足閉區(qū)間[0，Lequ_cp_exp and]及[Nac+Nvc-Lequ_cp_exp and,Nac+Nvc-1]。去噪處理的第一步就是要將認定為噪聲區(qū)域的噪聲去除。

去噪處理的第二步是完成對圖4中的“Front Valid Area”及“Rear Valid Area”的去噪處理。傳統(tǒng)的去噪算法是使用同一門限對這兩區(qū)域進行去噪。但是,如圖4所示,在Front區(qū)域,有效信號徑數(shù)明顯會大于Rear區(qū)域,而且,一些能量較小的信號徑也主要集中于Front區(qū)域。因此,為了達到一個更好的去噪效果,本文釆用了一個差異化的去噪門限,分別對前后兩個有效信號區(qū)域進行去噪。對于Front區(qū)域,為了盡可能的保留有效信號徑,釆用了噪聲功率平均值作為門限。但是,噪聲功率平均值作為門限,在高SNR中,去噪效果不理想。為此,針對Front區(qū)域,在高低信噪比不同的環(huán)境中,使用不同的門限值,本文采用針對Front區(qū)域的去噪門限表示如下:

(16)

對于Rear區(qū)域,門限設定如下:

(17)

步驟三:在頻域去除窗,去除添加的VCFR

去噪處理后,需要將CIR變回頻域,并去除之前加窗函數(shù)影響,完成DFT轉換,并去除窗后,可表示為:

(18)

完成去窗操作后,去除兩側添加的VCFR,即得到最后的頻域信道沖激響應估計值。

3 仿真結果與分析

為了驗證本文所提算法性能的有效性，在OFDM系統(tǒng)的基礎上利用MATLAB軟件進行仿真，通過未加糾錯編譯碼的系統(tǒng)誤比特率BER性能進行分析。具體仿真參數(shù)如表1所示。

表1 OFDM系統(tǒng)仿真參數(shù)表

圖7 OFDM系統(tǒng)的信道估計算法誤碼率曲線

圖7和圖8是在不同信噪比的加性高斯白噪聲背景下，分別采用QPSK和16QAM的調制方式進行仿真驗證得到了誤碼率曲線圖。圖中可以看出，LS算法和DFT算法的性能相當有限。通過分析表2和表3數(shù)據(jù)可以計算出，在信噪比為0 dB，采用QPSK調制方式時，DFT算法較LS算法性能僅提升了0.3 dB，而文中的算法性能較LS算法提升約2 dB左右；若采用16QAM調試方式，則DFT算法較LS算法性能僅提升了0.02 dB，而本文的算法性能較LS算法提升約0.7 dB左右。圖9是本文所提算法和3GPP協(xié)議中所要求的吞吐量曲線對比圖，為了驗證算法的可靠性，仿真中加入了理想信道的性能曲線。從圖中曲線可以分析出，在加性高斯白噪聲信道背景下，本文所提的采用基于DFT的虛子載波拓展信道估計算法性能接近于使用理想信道沖擊響應值，只是在低信噪比下性能略有下降。就協(xié)議要求來看，所提算法性能相比協(xié)議要求能高出4個dB以上，因此具有相當可觀的性能，滿足實時通信環(huán)境的要求。

圖8 OFDM系統(tǒng)的信道估計算法誤碼率曲線

圖9 OFDM系統(tǒng)的吞吐量曲線對比圖

-15(dB)-10(dB)-5(dB)0(dB)10(dB)15(dB)20(dB)LS0.73920.71520.64730.47730.03590.01510.0140DFT0.73380.71300.64640.44540.03120.01460.0150VCFR0.71090.65610.52390.30570.01580.01370.0150

表3 不同信噪比條件下16QAM調制的誤碼率統(tǒng)計表

4 結論

文中介紹了一種改進的信道估計算法。該算法通過設計一種平滑的升余弦窗函數(shù)和一種全新的適合VCFR拓展信道估計算法的差異化去噪策略對基于VCFR拓展的信道估計算法進行了改進。改進的算法較傳統(tǒng)的VCFR算法有更好的性能。仿真結果表明，該算法與LS算法和基于DFT的信道估計算法相比具有較好的均方誤差以及誤比特率。這種改進的信道估計算法可以應用在不同的多徑衰落信道并有很好的工程實用性。

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Research on an Improved VCFR Channel Estimation Method for PUSCH

Li Yan，Xie Yongbin

(College of Communication and Information Engineering, Xi’an University of Posts and Telecommunication,Xi’an 710061, China)

Because the DFT-based channel estimation method could not slove the degradation of performance caused by the energy leakage from non-sample locations of the multipath timing, we research on a channel estimation method by adding virtual channel frequency response (VCFR)[7]. However, this VCFR method cannot adapt to the complicated situations of the uplink reception for LTE Physical Uplink Shared Channel(PUSCH). Owing to the above issue, an improved method which adopts a novel frequency window function and a new noise reduction strategy is presented. The superiority of the proposed method over other VCFR channel estimation methods is verified in performance and flexibility to various multipath fading channels. So it is widely used in wireless communication system. Theoretical analysis and simulation experiments show that this method can effectively improve the channel estimation accuracy and system performance. It can also improve the system error rate about 2 dB and the throughput of the system can also improve about 4 dB than the 3GPP requirement.

channel estimation；physical uplink shared channel(PUSCH); virtual channel frequency response(VCFR); variation noise reduction strategy

2015-10-14；

2015-11-11。

大唐電信預研基金資助項目(LCSK12042060)。

李 研(1990-)，男，河北邯鄲人，碩士研究生，主要從事寬帶無線通信技術方向的研究。

謝永斌(1965-)，男，內蒙古人，教授，碩士研究生導師，主要從事寬帶無線通信技術方向的研究。

1671-4598(2016)03-0258-05

10.16526/j.cnki.11-4762/tp.2016.03.071

TN914

A