三相電壓型PWM整流器模型預(yù)測(cè)直接功率控制

張 帆，劉躍敏，范 波,2，王 珂，曾 佳

(1.河南科技大學(xué) 信息工程學(xué)院，河南 洛陽(yáng) 471023； 2.中信重工機(jī)械股份有限公司，河南 洛陽(yáng) 471039)

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三相電壓型PWM整流器模型預(yù)測(cè)直接功率控制

張 帆1，劉躍敏1，范 波1,2，王 珂1，曾 佳1

(1.河南科技大學(xué) 信息工程學(xué)院，河南 洛陽(yáng) 471023； 2.中信重工機(jī)械股份有限公司，河南 洛陽(yáng) 471039)

通過(guò)對(duì)三相電壓型PWM整流器傳統(tǒng)直接功率控制(DPC)引起的開(kāi)關(guān)頻率不固定，網(wǎng)側(cè)電流諧波分量高，系統(tǒng)調(diào)節(jié)時(shí)間長(zhǎng)等問(wèn)題的分析，提出一種電壓型三相PWM整流器模型預(yù)測(cè)直接功率控制方法，應(yīng)用模型預(yù)測(cè)理論構(gòu)建目標(biāo)函數(shù)并對(duì)目標(biāo)函數(shù)進(jìn)行求偏導(dǎo)，對(duì)下一個(gè)采樣周期的有功功率和無(wú)功功率變化進(jìn)行預(yù)測(cè)，將模型預(yù)測(cè)理論與二階拉格朗日插值法相結(jié)合進(jìn)行功率修正，實(shí)現(xiàn)了有功和無(wú)功功率的實(shí)際值與預(yù)測(cè)值的誤差最小，并采用空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)產(chǎn)生PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)整流器功率開(kāi)關(guān)，實(shí)現(xiàn)固定的開(kāi)關(guān)頻率；仿真結(jié)果表明，本方法具有良好的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能，系統(tǒng)對(duì)電感參數(shù)的變化不敏感，有效降低了交流測(cè)電流總諧波失真(THD)，提高了交流側(cè)功率因數(shù)。

PWM整流器；直接功率控制；模型預(yù)測(cè)；固定開(kāi)關(guān)頻率；SVPWM

0 引言

電力電子技術(shù)的快速發(fā)展給我們工業(yè)生產(chǎn)以及日常生活都帶來(lái)了極大的方便，但是也造成電網(wǎng)中電流諧波的嚴(yán)重污染，同時(shí)會(huì)消耗大量的無(wú)功功率[1-2]。為了從根本上解決這些問(wèn)題，就需要實(shí)現(xiàn)整流裝置網(wǎng)側(cè)電流的正弦化，并實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。三相電壓型PWM整流器的輸入電流諧波畸變率低、網(wǎng)側(cè)電流正弦化、電能雙向傳輸、單位功率因數(shù)等優(yōu)點(diǎn)[3-4]，正因?yàn)檫@些優(yōu)點(diǎn)使得PWM整流器得到了廣泛的應(yīng)用，同時(shí)對(duì)PWM整流器的控制也備受國(guó)內(nèi)外學(xué)者的研究，并相繼提出了許多優(yōu)異的控制理論和方法[5-10]。

PWM整流器的控制策略大多都是采用電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)或者功率內(nèi)環(huán)的控制結(jié)構(gòu)[11]。由于電流內(nèi)環(huán)需要用復(fù)雜的坐標(biāo)變換的矢量控制，使系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜，并且PI控制器的參數(shù)對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性影響較大[12]。所以基于瞬時(shí)有功無(wú)功功率理論的直接功率控制(DPC)受到了廣大學(xué)者的關(guān)注。文獻(xiàn)[13]采用矢量開(kāi)關(guān)表的方法進(jìn)行選擇合適的開(kāi)關(guān)量信號(hào)，實(shí)現(xiàn)了固定開(kāi)關(guān)頻率，但是這種控制方法不能實(shí)現(xiàn)固定的開(kāi)關(guān)頻率，文獻(xiàn)[14]采用雙開(kāi)關(guān)表，雖然對(duì)開(kāi)關(guān)表的精度有所提升，但是還是會(huì)造成開(kāi)關(guān)矢量選擇有誤造成功率失控，文獻(xiàn)[15]采用功率前饋解耦PI控制，這種策略是將PI調(diào)節(jié)器和調(diào)制器相結(jié)合改進(jìn)而來(lái)的，本質(zhì)上屬于線性控制。這種策略的缺點(diǎn)是在動(dòng)態(tài)情況下，采用線性控制方法控制非線性系統(tǒng)會(huì)造成動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢，而且在功率內(nèi)環(huán)又引入了PI環(huán)節(jié)。

因此本文根據(jù)PWM整流器的數(shù)學(xué)模型，提出了一種三相電壓型PWM整流器模型預(yù)測(cè)直接功率控制方法，通過(guò)對(duì)下一個(gè)采樣周期功率預(yù)測(cè)來(lái)實(shí)現(xiàn)有功無(wú)功功率的跟蹤，應(yīng)用空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)技術(shù)通過(guò)對(duì)電壓矢量的選擇和作用時(shí)間進(jìn)行確定，從而驅(qū)動(dòng)功率開(kāi)關(guān)[16-17]。這種以模型預(yù)測(cè)為控制核心的P-DPC，不僅繼承了傳統(tǒng)DPC的優(yōu)點(diǎn)，也克服了其缺點(diǎn)，而且P-DPC的功率內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、控制容易，并可以實(shí)現(xiàn)固定的開(kāi)關(guān)頻率。最后通過(guò)搭建仿真模型進(jìn)行試驗(yàn)來(lái)對(duì)其有效性進(jìn)行驗(yàn)證。

1 三相電壓型PWM整流器P-DPC控制

1.1 三相電壓型PWM整流器P-DPC控制模型

三相電壓型PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其中ea，eb，ec為網(wǎng)側(cè)三相交流電壓；ia，ib，ic為網(wǎng)側(cè)三相交流電流；L和R分別為網(wǎng)側(cè)電感和內(nèi)阻；ua，ub，uc為整流器的輸入相電壓；C為直流側(cè)電容；RL為負(fù)載；udc和idc分別為直流母線電壓和電流。Sa，Sb，Sc為PWM整流器開(kāi)關(guān)函數(shù)。

圖1 三相PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

三相電壓型PWM整流器在兩相α，β靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：

(1)

由于電壓型整流器中電阻R特別小，故忽略式(1)中的電阻R，整理可得到：

(2)

根據(jù)瞬時(shí)有功無(wú)功功率理論，兩相α，β靜止坐標(biāo)系下的瞬時(shí)有功無(wú)功功率為：

(3)

對(duì)式(3)進(jìn)行求導(dǎo)，可得瞬時(shí)有功無(wú)功功率的變化率為:

(4)

在理想的三相電壓下，eα，eα瞬時(shí)的變化率為:

(5)

上式中ω為網(wǎng)側(cè)電壓的旋轉(zhuǎn)角速度。

將式(2)、(5)帶入到式(4)，則瞬時(shí)有功無(wú)功功率的變換率可表示為：

(6)

將式(3)帶入到式(6)，化簡(jiǎn)可得：

(7)

有功功率和無(wú)功功率用a，b表示。即：

(8)

在任意采樣時(shí)刻t=k，對(duì)式(8)進(jìn)行一階倒數(shù)離散化，可得：

(9)

上式中T為采樣時(shí)間。

整理式(9)可得：

(10)

根據(jù)模型預(yù)測(cè)控制算法理論，需要構(gòu)建一個(gè)目標(biāo)函數(shù)，來(lái)保證在每個(gè)周期結(jié)束時(shí)，有功無(wú)功功率的誤差最小，因此構(gòu)建的目標(biāo)函數(shù)為：

(11)

式中，pref、pref為有功功率和無(wú)功功率的指令值，p*(k)、q*(k)為在t=k時(shí)刻，有功功率和無(wú)功功率的期望值。

根據(jù)模型預(yù)測(cè)的原理，在t=k功率的期望值，希望與在t=k+1功率的瞬時(shí)值相等即：p*(k)=p(k+1)。

因此目標(biāo)函數(shù)可改寫(xiě)為：

(12)

將式(7)、(10)帶入(12)可得：

(13)

為了實(shí)現(xiàn)有功和無(wú)功功率的實(shí)際值與預(yù)測(cè)值的誤差最小，所以對(duì)式(13)分別對(duì)uα，uα求偏導(dǎo)可得：

(14)

(15)

將式(14)、(15)等于0，即可得到使目標(biāo)函數(shù)值最小的uα，uα值，使得本系統(tǒng)的的誤差最小，實(shí)現(xiàn)誤差跟蹤。

(16)

式中，ζp=pref-p(k)，ζq=qref-q(k)。

1.2 二階拉格朗日插值法功率修正

根據(jù)模型預(yù)測(cè)的原理p*(k)=p(k+1)。但是在實(shí)際情況下，不可能完全滿足p*(k)=p(k+1)，所以令p*(k)-p(k+1)=ζp*(k)。為了克服模型預(yù)測(cè)的誤差以及控制過(guò)程中的干擾對(duì)系統(tǒng)的影響，故采用二階拉格朗日插值法來(lái)進(jìn)行計(jì)算，令Δp(k)=p(k)-p(k-1)；Δp(k-1)=p(k-1)-p(k-2)；Δp(k-2)=p(k-2)-p(k-3)?？梢詫ⅵ苝*(k-1)看做Δp(k)-Δp(k-1)，及Δp(k)-Δp(k-1)=ζp*(k-1)，那么有Δp(k-1)-Δp(k-2)=ζp*(k-2)，如果ζp*(k-1)>ζp*(k-2)，則ζp*(k)=2Δp(k)-3Δp(k-1)+Δp(k-2)，如果ζp*(k-1)<ζp*(k-2),則ζp*(k)=2ζp*(k)=2Δp(k)-3Δp(k-1)+Δp(k-2)所以無(wú)論ζp*(k-1)>ζp*(k-2)還是ζp*(k-1)<ζp*(k-2)，都有：

(17)

令Δq(k)=q(k)-q(k-1)；Δq(k-1)=q(k-1)-q(k-2)；Δq(k-2)=q(k-2)-q(k-3)。同理可得：

(18)

將式(17)、(18)帶入到式(16)中，并經(jīng)過(guò)矩陣運(yùn)算可得到式(13)，即可得到整流器參考電壓矢量uα、uβ。

(19)

1.3 模型預(yù)測(cè)直接功率控制與SVPWM技術(shù)結(jié)合

傳統(tǒng)的直接功率控制策略采用功率估算器，扇區(qū)選擇器，功率滯環(huán)比較器，開(kāi)關(guān)表及PI調(diào)節(jié)器組成，使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。這種采用矢量開(kāi)關(guān)表進(jìn)行開(kāi)關(guān)信號(hào)選擇的控制方法，對(duì)開(kāi)關(guān)表的精度要求很高，如果開(kāi)關(guān)信號(hào)選擇不當(dāng)會(huì)造成功率失控，并且不能實(shí)現(xiàn)固定的開(kāi)關(guān)頻率。為了增加開(kāi)關(guān)信號(hào)的精確性，可以將開(kāi)關(guān)表進(jìn)行優(yōu)化，甚至采用雙開(kāi)關(guān)表進(jìn)行控制，雖然使系統(tǒng)的控制信號(hào)更準(zhǔn)確，但是卻讓系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)更加復(fù)雜，而且精度越高的開(kāi)關(guān)表就會(huì)產(chǎn)生更高的開(kāi)關(guān)頻率，開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高不僅對(duì)控制芯片的要求提高還可能會(huì)燒毀功率開(kāi)關(guān)器件。由于SVPWM技術(shù)其動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、電壓利用率高且頻率固定等優(yōu)點(diǎn)，本文將SVPWM運(yùn)用于三相PWM整流器中來(lái)代替?zhèn)鹘y(tǒng)的開(kāi)關(guān)表，由式(19)計(jì)算出來(lái)的整流器參考電壓矢量uα、uβ通過(guò)SVPWM技術(shù)產(chǎn)生PWM信號(hào)去驅(qū)動(dòng)整流器功率開(kāi)關(guān)，實(shí)現(xiàn)對(duì)瞬時(shí)功率進(jìn)行預(yù)測(cè)控制，從而獲得期望的電壓輸出。該控制策略與傳統(tǒng)的開(kāi)關(guān)表直接功率控制相比，用模型預(yù)測(cè)算法代替了滯環(huán)比較器，用SVPWM技術(shù)代替了傳統(tǒng)的矢量開(kāi)關(guān)表，使其結(jié)構(gòu)更加簡(jiǎn)單，并可以實(shí)現(xiàn)了固定開(kāi)關(guān)頻率控制，為了確保實(shí)現(xiàn)整流器單位功率因數(shù)運(yùn)行，在P-DPC控制系統(tǒng)中，直接將q*設(shè)定為0。

本文提出的三相電壓型PWM整流器模型預(yù)測(cè)直接功率控制采用電壓外環(huán)，功率內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制，系統(tǒng)原理框圖如圖2所示。

圖2 P-DPC原理框圖

2 仿真結(jié)果及分析

為了驗(yàn)證本文提出的控制方法的有效性，在MATLAB/Simulink中搭建基于模型預(yù)測(cè)的DPC(P-DPC)仿真模型，并與傳統(tǒng)的DPC進(jìn)行比較。電路參數(shù)如下：網(wǎng)側(cè)相電壓有效值e=220 V，電網(wǎng)頻率f=50 Hz，采樣頻率F=5 kHz，網(wǎng)側(cè)電感L=5 mH，網(wǎng)側(cè)電阻R=0.1 Ω，直流側(cè)穩(wěn)壓電容C=4.9 mC，負(fù)載電阻RL=50 Ω，直流電壓udc=700 V，kp=3.01，ki=0.9，仿真時(shí)間為0.5 s。

圖3為兩種控制方法三相PWM整流器直流側(cè)電壓波形?？梢悦黠@看出，P-DPC控制方法和傳統(tǒng)的DPC控制策略都實(shí)現(xiàn)了電壓跟蹤，P-DPC控制方法直流側(cè)電壓的調(diào)節(jié)時(shí)間為0.06 s，傳統(tǒng)的DPC控制方法直流側(cè)電壓的調(diào)節(jié)時(shí)間為0.23 s，P-DPC控制方法直流側(cè)電壓的調(diào)節(jié)時(shí)間有了明顯的縮短。并可以清晰的看出在兩個(gè)系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)，在0.25～0.3 s這一時(shí)間段內(nèi)P-DPC控制方法的直流側(cè)電壓波形波動(dòng)很小在0.08 V左右，而傳統(tǒng)的DPC控制方法直流側(cè)電壓波動(dòng)在0.4 V左右，穩(wěn)態(tài)時(shí)P-DPC控制方法的直流側(cè)電壓波動(dòng)明顯更小。

圖3 兩種DPC控制方法直流側(cè)電壓

圖4為對(duì)P-DPC控制方法與傳統(tǒng)的DPC控制方法的網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行諧波分析，結(jié)果表明P-DPC控制方法網(wǎng)側(cè)電流的THD=1.02%，并且在奇次諧波分量很小，而傳統(tǒng)的DPC控制方法網(wǎng)側(cè)電流的THD=4.00%，國(guó)家規(guī)定網(wǎng)側(cè)電流的THD不能超過(guò)5%，雖然兩個(gè)方法都滿足規(guī)定，但是P-DPC控制方法的諧波失真率更低，對(duì)電網(wǎng)的污染更少。

圖4 兩種DPC控制方法的網(wǎng)側(cè)電流諧波分析

圖5為穩(wěn)態(tài)時(shí)P-DPC控制方法，網(wǎng)側(cè)的瞬時(shí)有功功率和無(wú)功功率穩(wěn)定在指令值上，實(shí)現(xiàn)了功率誤差跟蹤。網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)幾乎接近于單位功率因數(shù)，基本實(shí)現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行。

圖5 P-DPC控制方法網(wǎng)側(cè)的有功、無(wú)功功率

由(19)可知，電感值L對(duì)系統(tǒng)的準(zhǔn)確性有很大的關(guān)系，并且電感值容易受到溫度等環(huán)境因素的影響，為了驗(yàn)證電感值對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，采用增大和減小電感值20%來(lái)進(jìn)行測(cè)試，仿真結(jié)果如圖6，可以看出，在電感值變化的時(shí)候，對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性影響不大，但是電感值減小會(huì)減小系統(tǒng)的調(diào)節(jié)時(shí)間，電感值增大會(huì)增加系統(tǒng)的調(diào)節(jié)時(shí)間。

圖6 P-DPC控制方法電感值變化時(shí)直流側(cè)電壓波形

為了驗(yàn)證P-DPC控制方法的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性，當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，在0.3 s將系統(tǒng)中直流側(cè)給定電壓值由700 V突升到750 V，在0.4 s時(shí)再將直流側(cè)給定電壓值再由750 V突降到650 V，網(wǎng)側(cè)電壓、電流和直流側(cè)電壓變化情況如圖7所示，從圖中可以看出在直流側(cè)給定電壓值突升到750 V時(shí)，直流側(cè)電壓經(jīng)過(guò)0.02 s的調(diào)節(jié)時(shí)間迅速達(dá)到給定值，當(dāng)直流側(cè)給定電壓值從750 V突降到650 V時(shí)，直流側(cè)電壓經(jīng)過(guò)0.04 s的調(diào)節(jié)時(shí)間迅速達(dá)到給定值。實(shí)現(xiàn)了直流側(cè)電壓跟蹤輸出，并且網(wǎng)側(cè)電壓與電流依舊保持同相位。因此該系統(tǒng)是直流側(cè)電壓輸出可調(diào)。

圖7 P-DPC控制方法的網(wǎng)側(cè)電壓、電流和直流側(cè)電壓的變化

3 結(jié)論

本文所提出的三相電壓型PWM整流器模型預(yù)測(cè)直接功率控制方法，較傳統(tǒng)的直接功率控制方法有以下改進(jìn)：系統(tǒng)的功率內(nèi)環(huán)采用的是模型預(yù)測(cè)算法，通過(guò)構(gòu)建一個(gè)目標(biāo)函數(shù)，并對(duì)其求uα，uα的偏導(dǎo)，對(duì)下一個(gè)采樣周期的有功功率和無(wú)功功率變化進(jìn)行預(yù)測(cè)，將模型預(yù)測(cè)理論與二階拉格朗日插值法相結(jié)合進(jìn)行功率修正，實(shí)現(xiàn)了有功和無(wú)功功率的實(shí)際值與預(yù)測(cè)值的誤差最小使功率內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)與控制更加簡(jiǎn)單；由于采用SVPWM技術(shù)使得功率器件開(kāi)關(guān)頻率固定；由于直接將q*設(shè)定為0，實(shí)現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制；網(wǎng)側(cè)電流畸變率很?。恢绷鱾?cè)電壓調(diào)節(jié)時(shí)間短，穩(wěn)態(tài)時(shí)電壓的波動(dòng)也很小；當(dāng)電感值增加或減小20%時(shí)，直流側(cè)電壓基本保持不變；當(dāng)直流側(cè)給定電壓突變時(shí)，直流側(cè)電壓具有良好的跟隨性。仿真結(jié)果驗(yàn)證了本文所提的控制方法具有良好的穩(wěn)態(tài)性能和動(dòng)態(tài)性能。

[1] Rodriguze J R, Dixon J W, Espinoza J R, et al. PWM regenerative rectifiers: state of the art [J]. IEEE Transactions Industrial Electronics, 2005, 52(1): 5-22.

[2]王久和, 李華德, 王立明. 電壓型PWM整流器直接功率控制系統(tǒng)[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2006, 26(18): 54-60.

[3]Bouafia, Gaubert, J. P, Krim, Chaoui A. Unity Power Factor Operation of Three-Phase PWM Rectifier Based on Direct Power Control[A]. Proceedings of EUROCON07[C]. 2007: 1518-1523.

[4]韓愚拙, 林明耀, 郝 立. 電壓型PWM 整流器三狀態(tài)直接功率控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2013, 28(5): 208-226.

[5]Vazquez S, Sanche J A, Carrasco J M, et al. model—based direct power control for three—phase power converters[J]. IEEE Trans. on Industrial Electronics, 2008, 55(4): 1647-1657.

[6]Bouafia A, Gaubet J-P, Krim F. Predictive direct power control of three-phase pulse width modulation(PWM)rectifier using space -vector modulation(SVM) [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(1): 288-236.

[7]蘇曉東, 焦 姣. 基于瞬時(shí)功率理論的電壓型PWM 整流器研究[J]. 電力電子技術(shù), 2010, 44(10): 54-56.

[8]徐 彬, 楊 丹, 王旭. 電壓型PWM整流器模糊邏輯功率預(yù)測(cè)控制策略[J]. 電機(jī)與控制學(xué)報(bào), 2010, 14(8): 52-57.

[9]楊興武, 姜建國(guó). 電壓型PWM整流器預(yù)測(cè)直接功率控制[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2011,31(3):34-39.

[10] 趙方平, 楊 勇, 阮 毅, 等. 三相并網(wǎng)逆變器直接功率控制和直接功率預(yù)測(cè)控制的對(duì)比[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2012,27(7):212-220.

[11]Eskandari-Torbati H, Khaburi D A. Direct Power Control of Three Phase PWM Rectifier Using Model Predictive Control and SVM Switching[A]. Power Electronics. Drive Systems and Technologies Conference(PEDSTC), 2013 4th[C]. IEEE, 2013: 193-198.

[12]葉虹志, 江 燕, 黃守道, 等. 電壓型PWM整流器無(wú)差拍預(yù)測(cè)直接功率控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2015,30(4):121-127.

[13]王 萌，施艷艷，沈明輝. 三相電壓型PWM整流器定頻模型預(yù)測(cè)控制[J].電機(jī)與控制學(xué)報(bào).2014,18(3):46-53.

[14]王久和, 李華德, 一種新的電壓型PWM整流器直接功率控制策[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2005, 25(16): 47-52.

[15]黃 靜, 楊柏旺, 吳志清, 等. 基于負(fù)載功率前饋的PWM整流器控制策略[J]. 電力電子技術(shù), 2014, 48(11): 60-62.

[16]尚 磊, 孫 丹, 胡家兵, 等. 三相電壓型并網(wǎng)逆變器預(yù)測(cè)直接功率控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2011, 26(7): 216-229.

[17]Zhang Y C, Xie W, Li Z X, et al. Model predictive direct power control of a PWM rectifier with duty cycle optimization[J]. IEEE Trans.Power Electron, 2013, 28(11): 5343-5351.

Model Predictive Direct Power Control for Three-Phase Voltage Source PWM Rectifiers

Zang Fan, Liu Yuemin, Fan Bo, Wang Ke, Zeng Jia

(1.Henan University of Science and Technology, Luoyang 471023, China;2.Citic Heavy Industries Co.,Ltd. Luoyang 471039,China)

With the analysis of the problems caused by the traditional direct power control for three-phase PWM rectifier, including the unfixed switching frequency, net side current harmonic component is high，and system settling time is long，a scheme on the model predictive direct power control for three-phase voltage source PWM rectifier is proposed in this paper. Constructing the objective function by using model predictive theory and calculating the partial derivative of the objective function, to predict the variations of active and reactive power in the next sampling period, which achieves the tracking control to the given power of next period. By using model predictive and the second order Langrange interpolation method to correct the power, which achieves the minimum error of active and reactive power between actual value and the predicted value. And using the PWM signal generated by Space Vector Pulse Width Modulation (SVPWM) to drive the power switch of rectifier, which makes the fixed switching frequency. The simulation results show that this scheme has better dynamic performance and stable performance; The system is not sensitive to the change of inductance parameters; it can reduce the Total Harmonic Distortion (THD) of AC-link current effectively and can improve the power factor of AC-link.

PWM rectifier; model predictive; direct power control; fixed switching frequency; SVPWM

2016-05-19；

2016-07-12。

國(guó)家自然科學(xué)基金(U1404512)。

張 帆(1990-)，男，河南洛陽(yáng)人，碩士研究生，主要從事PWM整流器控制策略方向的研究。

劉躍敏(1963-)，男，河南洛陽(yáng)人，碩士，教授，主要從事生產(chǎn)過(guò)程的智能控制方法與應(yīng)用方向的研究。

1671-4598(2016)09-0122-04

10.16526/j.cnki.11-4762/tp.2016.09.033

TP273

A

范 波(1975-)，男，河南洛陽(yáng)人，副教授，主要從事大容量功率變換與高壓交流調(diào)速系統(tǒng)方向的研究。