具有電流、電壓諧波復(fù)合治理功能的逆變器并聯(lián)控制策略研究*

呂志鵬， 陳 昕， 張昌華

(1. 中國電力科學(xué)研究院，北京 100192;2. 電子科技大學(xué) 能源科學(xué)與工程學(xué)院，四川 成都 611731)

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具有電流、電壓諧波復(fù)合治理功能的逆變器并聯(lián)控制策略研究*

呂志鵬1， 陳 昕2， 張昌華2

(1. 中國電力科學(xué)研究院，北京 100192;2. 電子科技大學(xué) 能源科學(xué)與工程學(xué)院，四川 成都 611731)

針對微電網(wǎng)電流、電壓諧波復(fù)合治理的問題進(jìn)行了研究，提出了一種逆變電源并聯(lián)結(jié)構(gòu)的微電網(wǎng)諧波復(fù)合治理方法，分析了微電網(wǎng)諧波復(fù)合治理的原理。結(jié)合虛擬阻抗技術(shù)、下垂控制技術(shù)、比例諧振(PR)控制技術(shù)分別設(shè)計(jì)了2臺逆變器各自的控制策略，使其具有分別治理電流和電壓諧波的能力。2臺逆變器并聯(lián)運(yùn)行，可實(shí)現(xiàn)微電網(wǎng)電流、電壓的復(fù)合治理，且各自基波功率能夠按照設(shè)計(jì)容量精確分配。最后利用MATLAB/Simulink在微電網(wǎng)離網(wǎng)、并網(wǎng)運(yùn)行模式下驗(yàn)證了所提策略的可行性和有效性。

微電網(wǎng)； 諧波復(fù)合治理； 功率分配； 虛擬阻抗； 下垂控制； 比例諧振控制

0 引 言

作為一種特殊的分布式發(fā)電組織形式，微電網(wǎng)因其集中了可再生能源、儲(chǔ)能設(shè)備、局部負(fù)荷而成為新時(shí)期研究的熱點(diǎn)[1]。微電網(wǎng)中的可再生能源大多通過電力電子整流、逆變電路接入微電網(wǎng)，再加上局部負(fù)荷中可能存在的非線性負(fù)荷，都可能導(dǎo)致微電網(wǎng)入網(wǎng)支路以及內(nèi)部支路上的電流諧波畸變，或在微電網(wǎng)公共耦合點(diǎn)(Point of Common Coupling, PCC)處產(chǎn)生電壓諧波畸變[2-3]。這一方面影響入網(wǎng)電能質(zhì)量，另一方面容易導(dǎo)致微電網(wǎng)內(nèi)部負(fù)荷和逆變器無法正常工作，嚴(yán)重時(shí)甚至危及系統(tǒng)穩(wěn)定性[4]。

圍繞微電網(wǎng)電流、電壓諧波治理的問題，各國學(xué)者和技術(shù)人員提出了一系列的方法。在抑制電流諧波方面，目前廣泛使用的是有源濾波器(Active Power Filter, APF)[5]。但考慮到微電網(wǎng)滲透率的增加，為每個(gè)微電網(wǎng)均配置一個(gè)APF，顯然極大地提高了設(shè)備成本。因APF與逆變器采用相同電力電子拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，將APF與逆變器整合為具有復(fù)合功能的逆變器成為了一個(gè)新的研究方向。文獻(xiàn)[2-3]各自提出了一種復(fù)合功能逆變器的設(shè)計(jì)方法，綜合考慮無功、諧波、不平衡等因素進(jìn)行協(xié)調(diào)治理。但其諧波治理均只考慮了電流諧波的抑制，忽略了電壓諧波。在抑制電壓諧波方面，文獻(xiàn)[6-7]各自提出了一種帶電壓諧波治理功能的動(dòng)態(tài)電壓恢復(fù)器的控制方法，其控制器均采用多諧振器的結(jié)構(gòu)對電壓諧波進(jìn)行治理，忽略了電流諧波。文獻(xiàn)[8-9]提出了一種分頻下垂控制方法，但仿真表明該方法在治理電壓諧波的同時(shí)又會(huì)加重電流的諧波畸變。顯然，當(dāng)微電網(wǎng)中存在對電流、電壓諧波均敏感的設(shè)備時(shí)，需要同時(shí)保證電網(wǎng)內(nèi)電流、電壓的質(zhì)量。針對該問題，文獻(xiàn)[10]從電路結(jié)構(gòu)的改進(jìn)入手，通過變壓器將具有APF功能的逆變器串接入線路，并在微電網(wǎng)內(nèi)加裝無源濾波器。此方法優(yōu)先考慮的是入網(wǎng)電能的質(zhì)量，但微電網(wǎng)內(nèi)的電能質(zhì)量依賴于微電網(wǎng)內(nèi)的無源濾波器，效果有限[11]，且變壓器的引入增加了成本?？偟膩碚f，現(xiàn)有的文獻(xiàn)要么側(cè)重于電流諧波的治理，要么側(cè)重于電壓諧波的治理，忽視了兩者的復(fù)合治理；引入變壓器的方案，增加了成本，沒有充分利用到逆變器的硬件結(jié)構(gòu)。

微電網(wǎng)中往往包含多個(gè)逆變器。假設(shè)微電網(wǎng)中2臺及以上的逆變器分別承擔(dān)電流、電壓諧波治理責(zé)任，則必然出現(xiàn)多逆變器運(yùn)行的局面，逆變器之間的環(huán)流抑制和功率分配問題凸顯[12-14]。對此，目前國內(nèi)外學(xué)者已經(jīng)進(jìn)行了大量的研究，下垂控制方法[15]獲得了較多關(guān)注。文獻(xiàn)[16]提出P-f和Q-U下垂控制相結(jié)合的方法實(shí)現(xiàn)合理分配并聯(lián)系統(tǒng)中逆變器無功功率。文獻(xiàn)[17]在傳統(tǒng)下垂控制中加入瞬態(tài)下垂環(huán)節(jié)，提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能，抑制交流環(huán)流。文獻(xiàn)[13-14,18]提出了一種魯棒下垂控制策略，并引入虛擬阻抗技術(shù)，減小線路阻抗對逆變器功率精確分配的影響并抑制環(huán)流，取得了較好的效果。

本文首先在理論上分析了多逆變器協(xié)同治理電流、電壓諧波的可行性；然后討論了設(shè)計(jì)控制器所涉及的共性技術(shù)： 虛擬阻抗技術(shù)、逆變器基波域內(nèi)通用的魯棒下垂控制策略以及比例諧波(Proportional Resonant, PR)控制算法；在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了兩種分別治理電流諧波和電壓諧波的控制策略，互補(bǔ)運(yùn)行，同時(shí)抑制微電網(wǎng)內(nèi)電流、電壓諧波畸變；最后通過MATLAB/Simulink驗(yàn)證了所提方法的正確性和有效性。

1 微電網(wǎng)的結(jié)構(gòu)及諧波抑制原理

1.1 微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)

微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，由兩個(gè)逆變電源與線性、非線性負(fù)載組成。由圖1可知，兩個(gè)逆變電源并聯(lián)向微電網(wǎng)負(fù)荷提供電能。由于電力電子設(shè)備和非線性負(fù)載，線性負(fù)荷支路和入網(wǎng)支路存在電流諧波畸變，PCC處存在電壓諧波畸變。通過合理的設(shè)計(jì)可使DG1、DG2協(xié)同治理微電網(wǎng)電流和電壓的諧波畸變。本文設(shè)定DG1承擔(dān)抑制PCC點(diǎn)電壓諧波的責(zé)任，DG2承擔(dān)抑制網(wǎng)內(nèi)電流諧波的責(zé)任。

圖1 微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)

1.2 考慮諧波域的微電網(wǎng)模型及諧波抑制原理

考慮諧波域的微電網(wǎng)等效數(shù)學(xué)模型如圖2所示[8]。逆變電源DG1、DG2由電壓源ur1、ur2表示，其輸出電流分別為i1、i2，輸出電壓分別為uo1、uo2。Zo1、Zo2為其各自輸出阻抗，負(fù)荷與電網(wǎng)由電壓源uo1…uoh(h表示諧波次數(shù))與若干電流源表示。為方便分析，將入網(wǎng)電流ig、線性負(fù)荷支路電流iL、非線性負(fù)荷支路基波與諧波電流iN1…iNh分別單獨(dú)列出。非線性負(fù)荷為諧波源，因此其支路諧波電流iN2+iN3…+iNh=ΣiNh的正方向假定與基波電流iN1方向相反。

圖2 微電網(wǎng)等效電路

當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，根據(jù)KCL定理，電流滿足：

-i1-i2+ig+iL+iN1-∑iNh=0

(1)

若i2中的各次諧波電流i2h與i1中的各次諧波電流i1h及iNh之和幅值相等、相位相反，則其相互抵消。線性負(fù)荷支路電流iL與入網(wǎng)支路電流ig將無諧波成分，實(shí)現(xiàn)對電流諧波的治理。

系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)，在穩(wěn)定運(yùn)行點(diǎn)處將系統(tǒng)線性化，不考慮DG1與DG2在控制上的關(guān)聯(lián)，則可將負(fù)荷、電網(wǎng)部分與DG2及其輸出阻抗部分進(jìn)行戴維南等效，如圖3所示。

圖3 微電網(wǎng)戴維南等效電路

若ur1輸出電壓uo1中的各次諧波電壓uo1h與戴維南等效部分的各次諧波電壓uoh_T幅值相等、相位相反時(shí)，PCC點(diǎn)處的諧波電壓將被抵消，實(shí)現(xiàn)電壓諧波的治理。

2 設(shè)計(jì)控制器所涉及的共性技術(shù)

2.1 虛擬阻抗技術(shù)

逆變器的一般結(jié)構(gòu)如圖4所示。ur為濾波器前端逆變電路輸出電壓，uo為輸出電壓，i為輸出電流，u為調(diào)制電壓，ur為控制器輸出的調(diào)制電壓。

圖4 單相逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與虛擬阻抗

理想情況下忽略逆變電路內(nèi)阻，則有

u=ur=sLi+uo

(2)

構(gòu)造一個(gè)虛擬阻抗，如圖4中虛線框部分所示，其輸入輸出滿足：

u=ur-Ki·i

(3)

由式(2)和式(3)可得

uo=ur-(sL+Ki)i=ur-Zo(s)i

(4)

則可通過對Ki的設(shè)定對逆變器的等效輸出阻抗進(jìn)行重塑。當(dāng)Ki為比例增益且足夠大時(shí)，那么電感項(xiàng)sL的影響可以忽略，這樣逆變器的輸出阻抗可以近似為阻性：

Zo(s)≈Ro=Ki

(5)

2.2 分配基波域功率的魯棒下垂控制策略

采用虛擬阻抗技術(shù)后，將輸出阻抗設(shè)計(jì)為阻性，則逆變器輸出功率為[18]

(6)

(7)

由于φ很小，逆變器基波下垂特性可表示為

(8)

ω=ω*+n1Q

(9)

傳統(tǒng)的下垂控制本質(zhì)是有差調(diào)節(jié)，加入虛擬阻抗后，更增加了輸出阻抗上的壓降。為改善電壓控制效果，提高控制器魯棒性，可將下垂控制設(shè)計(jì)為無差調(diào)節(jié)。假設(shè)：

(10)

則調(diào)制信號ur的幅值E可通過積分獲得

(11)

同時(shí)加入一個(gè)Ke(Ur*-urms)反饋環(huán)節(jié)使輸出電壓能夠穩(wěn)定在一個(gè)可設(shè)置的范圍內(nèi)[18-19]。ω的控制可同理設(shè)計(jì)。根據(jù)以上分析設(shè)計(jì)基波魯棒下垂控制器如圖5所示。

圖5 基波魯棒下垂控制器

通過虛擬阻抗設(shè)計(jì)和下垂系數(shù)設(shè)定，使并聯(lián)逆變器等效輸出阻抗與下垂參數(shù)滿足式(12)，則可實(shí)現(xiàn)基波域功率精確分配和環(huán)流抑制：

(12)

式中：m11、n11——DG1基波下垂系數(shù)；

m21、n21——DG2基波下垂系數(shù)。

2.3 PR電流跟蹤算法

治理電流諧波的核心是跟蹤所需治理的諧波電流，對交流信號，PR算法比PI算法具有明顯優(yōu)勢[20]。改進(jìn)的PR算法又因其帶寬更大，對頻率的變化適應(yīng)性更好而得到更多的應(yīng)用。其傳遞函數(shù)為

(13)

式中：ωc——截止頻率；

ω0——諧振頻率。

參數(shù)KP、KI、ωc對其頻率特性的影響，文獻(xiàn)[20-22]已有詳細(xì)分析，本文不再贅述。

3 復(fù)合諧波治理的策略

3.1 具有電流諧波治理功能的控制器設(shè)計(jì)

由前文分析可知，要實(shí)現(xiàn)基波域內(nèi)功率精確分配和抑制環(huán)流的功能，微電網(wǎng)內(nèi)每個(gè)逆變器控制器的基波部分均應(yīng)采用魯棒下垂控制策略，并通過虛擬阻抗重塑使之與網(wǎng)內(nèi)其他逆變器滿足式(14)關(guān)系：

(14)

式中：Ts——PWM采樣時(shí)間，否則可能導(dǎo)致控制器失穩(wěn)；

L——逆變器實(shí)際輸出阻抗。

本文將等效阻抗重塑為阻性，則虛擬阻抗參數(shù)Ki為比例增益，文獻(xiàn)[19]指出Ki選取應(yīng)滿足式(14)。

本文設(shè)計(jì)L=2.35mH，Ts=0.125ms，則Ki值應(yīng)小于29.5。又因Ki過大會(huì)增加輸出阻抗上虛擬壓降，因此折中取Ki=6×ωL=4.6。這里ω為基波角頻率。

要實(shí)現(xiàn)電流諧波治理功能，控制器須精確跟蹤所須治理的諧波電流，可在基波控制環(huán)外并行設(shè)計(jì)諧波治理環(huán)節(jié)。PR控制器在跟蹤交流電流信號方面具有良好的頻率特性，故采用多個(gè)PR控制器并聯(lián)的結(jié)構(gòu)。每個(gè)PR控制器通過對各自諧振頻率ω0的設(shè)計(jì)，使其各自跟蹤一個(gè)典型次諧波電流。根據(jù)以上分析設(shè)計(jì)具有諧波電流治理功能的控制器，結(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖6 具有諧波電流治理功能的控制器

圖6中，icomp為補(bǔ)償諧波電流指令信號，即非線性負(fù)載支路與其他逆變電源支路諧波電流的和；Σih為逆變器輸出的總諧波電流，均可由諧波電流檢測環(huán)節(jié)獲取[23]。

3.2 具有電壓諧波治理功能的控制器設(shè)計(jì)

由前文分析可知，如逆變器在諧波域上發(fā)出與諧波源幅值相等、相位相反的電壓諧波，可與諧波源電壓的諧波部分Σuoh_T相互抵消，達(dá)到治理電壓諧波的作用。因此，可在基波控制環(huán)外針對各次典型諧波平行設(shè)計(jì)多個(gè)下垂控制環(huán)節(jié)，如圖7所示。

圖7 具有諧波電壓治理功能的控制器

圖7中，Σuoh為逆變器輸出的總諧波電壓。h次諧波下垂控制器參照基波魯棒下垂控制器設(shè)計(jì)思想設(shè)計(jì)。不同在于，無論諧波電路輸出阻抗呈感性、容性還是阻性，諧波域的下垂特性均表示為

(15)

(16)

理想情況下，希望諧波電壓完全抑制為0，但在實(shí)際中無法實(shí)現(xiàn)，因此引入Keh(Eh*-uhrms)反饋環(huán)節(jié)，通過Eh*來定量控制諧波抑制的程度。本文設(shè)參考Eh*等于5%額定輸出電壓。根據(jù)以上分析，設(shè)計(jì)h次諧波下垂控制器如圖8所示。

圖8 h次諧波下垂控制器

4 仿真結(jié)果

利用MATLAB/Simulink驗(yàn)證本文所提策略在微電網(wǎng)諧波治理和功率分配方面的正確性和有效性。根據(jù)圖1的微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)建立仿真模型。系統(tǒng)為單相系統(tǒng)，具體參數(shù)如下： 配電網(wǎng)電壓220V；頻率50Hz；入網(wǎng)電纜選擇典型低壓電纜參數(shù)[24]，長度為150m；DG1承擔(dān)電壓諧波治理責(zé)任，DG2承擔(dān)電流諧波治理責(zé)任，DG1、DG2容量為1.5 ∶1。基波魯棒下垂控制器參數(shù)如下：m11=2.22，n11=7.2，m21=3.33，n21=10.8，Ke=20。DG1中h次諧波下垂控制器參數(shù)如下：mh=13.88，nh=720.7，Keh=2；DG2中PR控制器參數(shù)[20]如下：KP=6.7，KI=93.3，ωc=2.5rad/s。兩逆變器均配置LC濾波器，電感L=2.35mH，電容C=22μF。非線性負(fù)荷選擇如圖1中所示的不可控整流電路帶RLC負(fù)載，參數(shù)RNL=3Ω，LNL=0.15mH，CNL=1mF；線性負(fù)荷為RLC負(fù)載，額定有功功率為10kW，額定感性無功功率1kvar，額定容性無功功率0.5kvar。在微電網(wǎng)的離網(wǎng)和并網(wǎng)運(yùn)行模式下分別進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

4.1 離網(wǎng)模式

離網(wǎng)模式下關(guān)注線性負(fù)荷支路電流質(zhì)量和PCC點(diǎn)電壓質(zhì)量。分5種工況仿真以進(jìn)行對比。

(1) 工況1： DG1、DG2均不使能諧波治理功能，只使能基波控制。線性支路電流與PCC點(diǎn)電壓如圖9(a)所示。由圖9(a)可見,電流、電壓均有嚴(yán)重畸變。

(2) 工況2： DG1使能電壓諧波治理功能，DG2不使能電流諧波治理功能。線性支路電流與PCC點(diǎn)電壓如圖9(b)所示。由圖9(b)可見，電流、電壓質(zhì)量比工況1有了改善，但仍然較嚴(yán)重。

(3) 工況3： DG1不使能電壓諧波治理功能，DG2使能電流諧波治理功能。線性支路電流與PCC點(diǎn)電壓如圖9(c)所示。由圖9(c)可見，電流、電壓質(zhì)量比工況1、2有進(jìn)一步改善。

(4) 工況4： DG1、DG2均使能各自諧波治理功能。線性支路電流與PCC點(diǎn)電壓如圖9(d)所示。由圖9(d)可見，電流、電壓質(zhì)量比工況1、2也有明顯改善。

圖9 離網(wǎng)仿真波形

表1從量化的角度，全面總結(jié)了四種工況下的電流、電壓THD含量。以工況1電流、電壓THD為參考，計(jì)算工況2、3、4對諧波的抑制程度，以比較不同控制策略使能時(shí)對線性負(fù)載處的電流、電壓諧波含量的影響。

表1 THD與諧波抑制程度 %

由表1可見，工況4電流、電壓THD相比其他工況為最低，抑制程度也最高。仿真結(jié)果說明了在離網(wǎng)模式下，兩種治理方案聯(lián)合運(yùn)行能夠達(dá)到更好的電流、電壓諧波復(fù)合治理的效果。

(5) 工況5： DG1、DG2均使能各自諧波治理功能，并于4～8s期間增加一條線性負(fù)荷支路制造功率波動(dòng)。DG1、DG2輸出有功、無功功率波形如圖10所示?？梢?臺逆變器在負(fù)荷增加前后穩(wěn)態(tài)時(shí)都能按照1.5 ∶1的比例分配輸出有功、無功功率，表明精確分配功率的策略是有效的。

圖10 離網(wǎng)功率波形

4.2 并網(wǎng)模式

并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，對諧波的治理須同時(shí)保證并網(wǎng)支路、線性負(fù)荷支路的電流質(zhì)量以及PCC點(diǎn)的電壓質(zhì)量。分三種工況仿真以進(jìn)行對比。

(1) 工況1： DG1、DG2均不使能諧波治理功能，只使能基波控制。并網(wǎng)支路電流、線性負(fù)荷支路電流以及PCC點(diǎn)電壓及其各自對應(yīng)THD分別如圖11(a)～圖11(c)左邊子圖所示。由圖11可見，并網(wǎng)支路的電流諧波畸變(THD=39.48%)非常大，這是因?yàn)椴⒕W(wǎng)支路對諧波呈現(xiàn)一個(gè)比微電網(wǎng)內(nèi)并聯(lián)支路更低的阻抗，導(dǎo)致諧波電流流向并網(wǎng)支路。也因?yàn)槎喑鲆粭l諧波通路，線性負(fù)荷支路電流諧波畸變(THD=14.52%)比離網(wǎng)運(yùn)行時(shí)同樣控制使能狀態(tài)下的線性負(fù)荷支路電流諧波畸變(THD=20.46%)要小。

(2) 工況2： DG1、DG2均使能各自諧波治理功能。并網(wǎng)支路電流、線性負(fù)荷支路電流以及PCC點(diǎn)電壓及其各自對應(yīng)THD分別如圖11(a)～圖11(c)右邊子圖所示。由圖11可見，并網(wǎng)支路電流、線性負(fù)荷支路電流諧波均被抑制到約5%，同樣由于并網(wǎng)支路諧波阻抗低的原因，其THD要高0.91%， PCC點(diǎn)電壓THD抑制到了2.46%。

圖11 并網(wǎng)仿真波形

工況1、2仿真結(jié)果說明在并網(wǎng)模式下，兩種治理方案聯(lián)合運(yùn)行能夠達(dá)到諧波電流、諧波電壓復(fù)合治理的效果，并且由于多一條入網(wǎng)支路提供諧波電流通道，其復(fù)合治理效果比離網(wǎng)模式下更好。

(3) 工況3： DG1、DG2均使能各自諧波治理功能，并于4～8s期間增加一條線性負(fù)荷支路制造功率波動(dòng)。有功、無功功率波形如圖12所示。由圖12可見，2臺逆變器在增加負(fù)荷前后穩(wěn)態(tài)時(shí)都能按照1.5 ∶1的比例分配輸出功率。由于并網(wǎng)后有了電網(wǎng)提供無功支撐，經(jīng)過阻抗重塑，輸出阻抗為阻性的2臺逆變器輸出無功功率均為0。另外，負(fù)荷投入、切除時(shí)功率波動(dòng)也比離網(wǎng)運(yùn)行時(shí)明顯降低。

圖12 并網(wǎng)功率波形

5 結(jié) 語

(1) 本文分析了具有逆變電源并聯(lián)結(jié)構(gòu)的微電網(wǎng)的電流、電壓諧波復(fù)合治理的原理，表明在至少2臺逆變器并聯(lián)時(shí)，不同的逆變器分別承擔(dān)電流諧波治理和電壓諧波治理的責(zé)任能夠達(dá)到復(fù)合治理電流、電壓諧波的目的。

(2) 本文基于虛擬阻抗技術(shù)、下垂控制技術(shù)及PR控制技術(shù)，分別提出了治理電流諧波和電壓諧波的控制策略。仿真驗(yàn)證了所提方法在微電網(wǎng)離網(wǎng)、并網(wǎng)模式下均具有復(fù)合治理諧波和精確分配功率的能力。

(3) 利用本文所提方法可充分利用電力電子硬件電路構(gòu)建復(fù)合治理諧波的逆變器，省掉變壓器等昂貴的設(shè)備，節(jié)省微電網(wǎng)在諧波治理上的投資，有利于微電網(wǎng)技術(shù)的廣泛應(yīng)用。

[1] 鄭漳華,艾芊.微電網(wǎng)的研究現(xiàn)狀及在我國的應(yīng)用前景[J].電網(wǎng)技術(shù),2008,32(16)： 27-31.

[2] 喬鳴忠,夏益輝,梁京輝,等.基于重復(fù)-PI的復(fù)合控制應(yīng)用于并聯(lián)有源濾波器研究[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制,2013,41(14)： 54-59.

[3] 代高富,趙丹,林鵬峰,等.基于MMC拓?fù)涞挠性礊V波器控制策略研究[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制,2015,43(8)： 74-80.

[4] 王成山,高菲,李鵬,等.低壓微網(wǎng)控制策略研究[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2012,32(25)： 2-8.

[5] 李戰(zhàn)鷹,任震,楊澤民.有源濾波裝置及其應(yīng)用研究綜述[J].電網(wǎng)技術(shù),2004,28(22)： 40- 43.

[6] 胡磊磊,肖國春,滕國飛,等.基于等效基波及奇次諧波諧振器組的單相動(dòng)態(tài)電壓恢復(fù)器控制[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2012,32(22)： 104-112.

[7] 黃冬冬,吳在軍,竇曉波,等.光伏規(guī)?；⒕W(wǎng)的電能質(zhì)量復(fù)合控制策略研究[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制,2015,43(3)： 107-112.

[8] ZHONG Q C. Harmonic droop controller to reduce the voltage harmonics of inverters[J]. Industrial Electronics IEEE Transactions on, 2013,60(3)： 936-945.

[9] 呂志鵬,盛萬興,蔣雯倩,等.具備電壓穩(wěn)定和環(huán)流抑制能力的分頻下垂控制器[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2013,33(36)： 1-9.

[10] 寇磊,羅安,楚烺.具備多類型諧波治理能力的新型串聯(lián)混合型有源濾波器[J].電網(wǎng)技術(shù),2013,37(7)： 2024-2029.

[11] 王少杰,羅安,湯賜,等.新型注入式混合有源濾波器中無源濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2008,28(33)： 37- 43.

[12] 姚修遠(yuǎn),金新民,楊捷,等.三電平逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的零序環(huán)流抑制技術(shù)[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2014,29(1)： 192-202.

[13] 王逸超,羅安,金國彬.微網(wǎng)逆變器的改進(jìn)魯棒下垂多環(huán)控制[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2015,30(22)： 116-123.

[14] 李依璘,王明渝,梁慧慧,等.基于分布式控制的不同容量逆變器并聯(lián)技術(shù)研究[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制,2014,42(6)： 123-128.

[15] 劉喜梅,趙倩,姚致清.基于改進(jìn)下垂算法的同步逆變器并聯(lián)控制策略研究[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制,2012,40(14)： 103-108.

[16] 謝玲玲,時(shí)斌,華國玉,等.基于改進(jìn)下垂控制的分布式電源并聯(lián)運(yùn)行技術(shù)[J].電網(wǎng)技術(shù),2013,37(4)： 992-998.

[17] 張堯,馬皓,雷彪,等.基于下垂特性控制的無互聯(lián)線逆變器并聯(lián)動(dòng)態(tài)性能分析[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2009,29(3)： 42- 48.

[18] ZHONG Q C. Robust droop controller for accurate proportional load sharing among inverters operated in parallel[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013,60(4)： 1281-1290.

[19] ZHONG Q, HORNIK T. Control of power inverters in renewable energy and smart grid integration[J]. Applied & Environmental Microbiology,2012,62(9): 3128-3132.

[20] 周娟,張勇,耿乙文,等.四橋臂有源濾波器在靜止坐標(biāo)系下的改進(jìn)PR控制[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2012,32(6)： 113-120.

[21] 趙新,金新民,唐芬,等.基于改進(jìn)型比例諧振調(diào)節(jié)器的并網(wǎng)逆變器控制[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2014,29(1)： 265-272.[22] 朱俊杰,馬偉明,聶子玲.一種用于靜止式中頻電源的比例諧振控制策略[J].電機(jī)與控制學(xué)報(bào),2012,16(10)： 79-85.

[23] 何英杰,鄒云屏,黃柱,等.基于瞬時(shí)無功功率理論的改進(jìn)諧波檢測算法[J].電網(wǎng)技術(shù),2007,31(6)： 79-83.

[24] 陳達(dá)威,朱桂萍.低壓微電網(wǎng)中的功率傳輸特性[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2010,25(7)： 117-143.

Research on Inverter Control Scheme With Current and Voltage Harmonics Comprehensive Suppression Function*

LVZhipeng1,CHENXin2,ZHANGChanghua2

(1. China Electric Power Research Institute, Beijing 100192, China;2. College of Energy Science and Engineering, University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu 611731, China)

An improved controller design method for inverter’s operating with extra function to suppress current harmonics or voltage harmonics was proposed. When at least two this-type inverter operating in micro-grid, they could collaboratively bear current harmonics and voltage harmonics suppression tasks respectively. This would benefit the micro-grid further wide application. Firstly, the principles of harmonics comprehensive suppression were analyzed. Then, combining with virtual output impedance design technology, droop control strategy, and proportional resonant (PR) control method, two kinds inverter controllers with different harmonics suppression purpose were designed. Finally, the effectiveness of the above control strategies was verified by MATLAB/Simulink simulation results. The total harmonic distortion (THD) values of current and voltage were obviously reduced with higher power allocation accuracy when these two inverters parallel connected with the micro-grid.

micro-grid; comprehensive suppress harmonics; power allocation; virtual output impedance; droop control; proportional resonant(PR) control

國家電網(wǎng)公司“千人計(jì)劃”專項(xiàng)支持項(xiàng)目(PD71-12-017)

呂志鵬(1984—)，男，博士研究生，研究方向?yàn)槲㈦娋W(wǎng)運(yùn)行與控制、新能源并網(wǎng)與電能質(zhì)量控制、配電網(wǎng)電氣節(jié)能技術(shù)。

陳 昕(1988—)，男，博士研究生，研究方向?yàn)橹悄茈娋W(wǎng)技術(shù)、逆變器控制技術(shù)。

TM 301.2

A

1673-6540(2016)10- 0028- 07

2016-03-02

張昌華(1975—)，男，博士研究生，副教授，研究方向?yàn)橹悄茈娋W(wǎng)、新能源技術(shù)、微電網(wǎng)分析、電動(dòng)汽車入網(wǎng)技術(shù)。