磁性源電磁法發(fā)射電流分段控制方法

于生寶，孫長(zhǎng)玉，姜健，蘇發(fā)，何建龍，鄭建波

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磁性源電磁法發(fā)射電流分段控制方法

于生寶，孫長(zhǎng)玉，姜健，蘇發(fā)，何建龍，鄭建波

(吉林大學(xué) 儀器科學(xué)與電氣工程學(xué)院，吉林 長(zhǎng)春，130026)

針對(duì)磁性源發(fā)射系統(tǒng)中脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制方法電磁干擾強(qiáng)及上升沿、下降沿拖尾嚴(yán)重的問(wèn)題，提出一種磁性源電磁法發(fā)射電流分段控制的方法。將發(fā)射電流分為4段精確控制，即通過(guò)引進(jìn)高壓輔助電源的方法控制發(fā)射電流的上升沿、平頂段與下降沿，并利用軟硬件相結(jié)合的方法消除下降沿過(guò)沖。討論供電電壓與波形線性度、延遲時(shí)間的關(guān)系，給出具體設(shè)計(jì)方案及電路參數(shù)計(jì)算，采用仿真和實(shí)驗(yàn)的方法與PWM控制方法所得電流波形進(jìn)行對(duì)比分析。研究結(jié)果表明：通過(guò)輸出電流分段控制方法得到的輸出電流波形的上升沿時(shí)間小于1.5 ms；下降沿時(shí)間小于0.5 ms，過(guò)沖電流小于3 A，線性度大于0.875，與PWM控制方法所得波形相比，其上升沿提升速度快，下降沿延遲時(shí)間短，線性度高，反向過(guò)沖電流小。

電磁法；分段控制；PWM控制；線性度

瞬變電磁法是一種地球物理探測(cè)方法，它將雙極性脈沖電流注入發(fā)射線圈，激發(fā)一次脈沖磁場(chǎng)，通過(guò)對(duì)感應(yīng)二次場(chǎng)的研究，得到地下地質(zhì)結(jié)構(gòu)信息[1?2]。瞬變電磁法場(chǎng)源產(chǎn)生雙極性脈沖電流，脈沖電流波形質(zhì)量、電磁干擾的強(qiáng)弱、性能的穩(wěn)定性是判斷系統(tǒng)性能的重要指標(biāo)，它直接影響到測(cè)量的準(zhǔn)確性和淺層探測(cè)。在地球物理勘探中，方波對(duì)目標(biāo)體激發(fā)響應(yīng)最強(qiáng)[3?4]，但在多數(shù)情況下，發(fā)射機(jī)所采用的負(fù)載是感性負(fù)載，使得發(fā)射波形為方波時(shí)容易產(chǎn)生波形畸變，因而使用梯形波替代方波。梯形波脈沖上升沿時(shí)間越短，對(duì)感應(yīng)段測(cè)量結(jié)果的影響越小；平頂段發(fā)射電流穩(wěn)定有利于后期的數(shù)據(jù)處理，減小測(cè)量數(shù)據(jù)的畸變，同時(shí)，增大平頂段電流的幅值和寬度，可增強(qiáng)深部地質(zhì)體的電磁響應(yīng)和信噪比，增大探測(cè)深度；電流脈沖下降沿時(shí)間越短，諧波分量越豐富，越有利于探測(cè)到地下淺部信息[5?8]。反向過(guò)沖所產(chǎn)生的欠阻尼震蕩會(huì)影響二次場(chǎng)早期形成的信號(hào)，形成探測(cè)盲區(qū)[9]，嚴(yán)重影響接收系統(tǒng)的數(shù)據(jù)采集。目前國(guó)內(nèi)外普遍采用PWM控制方法提升上升沿的上升速率，維持平頂段的穩(wěn)定，實(shí)現(xiàn)上升沿及平頂段電流可控。如加拿大的VTEM系列等航空電磁探測(cè)系統(tǒng)[10]。但是這種控制技術(shù)給功率變換電路帶來(lái)了電磁干擾，并且增大了橋路開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)損耗；接收信號(hào)中帶有PWM控制信號(hào)的基頻及諧波干擾，這對(duì)于壓制噪聲、提高信噪比，實(shí)現(xiàn)on-time采樣都有不利影響；而且下降沿控制電源與供電電源為同一個(gè)電源，電壓太小，使得關(guān)斷電流拖尾嚴(yán)重，關(guān)斷時(shí)間長(zhǎng)。RIM等[11]利用非線性電容的方法，提高了波形的線性度，但不能保證平頂段的電流穩(wěn)定。LEBAN等[12?13]提出了高動(dòng)態(tài)脈沖電流源，但沒(méi)有解決上升沿、下降沿拖尾的問(wèn)題。TUROSKEY等[14?15]利用諧振原理，減小了下降沿延遲時(shí)間，但電路參數(shù)的最優(yōu)解選著困難，導(dǎo)致輸出特性無(wú)法達(dá)到最優(yōu)。孫曉明等[16?19]只介紹了吸收網(wǎng)絡(luò)參數(shù)計(jì)算方法，沒(méi)有涉及關(guān)斷延遲等關(guān)鍵問(wèn)題。本文作者提出了電流分段控制方法，討論電路原理、參數(shù)計(jì)算方法，得到線性度高、穩(wěn)定度高、上升沿、下降沿延遲時(shí)間可控、過(guò)沖震蕩小的發(fā)射電流波形。

1 發(fā)射電流分段控制方法的提出

圖1所示為假設(shè)大地電阻率一定的情況下，對(duì)PWM控制技術(shù)所得的鋸齒形波形進(jìn)行電磁場(chǎng)模擬仿真結(jié)果。從圖1可以看出：接收信號(hào)所得的二次場(chǎng)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)發(fā)生了畸變，基頻及諧波干擾較大，不利于接收系統(tǒng)對(duì)二次場(chǎng)早期信號(hào)的采集。

圖1 二次場(chǎng)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)波形

式中：為線圈匝數(shù)；為發(fā)射面積；為發(fā)射電流；U，U，U分別為，和方向上的感應(yīng)電壓。

由式(1)可以看出，干擾是由鋸齒形的發(fā)射電流產(chǎn)生，并通過(guò)補(bǔ)償線圈耦合給接收機(jī)，從而影響接收信號(hào)。若提高發(fā)射波形在上升沿、平頂段的穩(wěn)定度，減小波形畸變，則可以去除由此產(chǎn)生的電磁干擾，因?yàn)槎剃P(guān)斷延時(shí)、大電流、高線性度下降沿的電流脈沖發(fā)射技術(shù)是TEM系統(tǒng)的核心技術(shù)。由0()=d0()/d(式中，0()和0()分別為負(fù)載電感、電壓和電流)，可知：要得到線性下降的電流，就需使得0()在下降沿期間恒定，根據(jù)該思想，理想的負(fù)載電流、電壓波形如圖2所示。圖2中，2為上升沿期間的鉗位電壓；1為下降沿期間的鉗位電壓，3為平頂段期間鉗位電壓。

圖2 理想的負(fù)載電流和電壓波形

基于以上分析，提出一種磁性源電磁法發(fā)射電流分段控制方法，即在每一控制階段采用獨(dú)立的控制電路及控制電壓，實(shí)現(xiàn)輸出電流波形完全可控。在電流脈沖上升沿，采用引進(jìn)高壓輔助電源的方法提高了上升沿上升的速率；在平頂階段采用電壓相對(duì)較低的主電源供電，電流大而且穩(wěn)定度高，在電流脈沖下降階段，用輔助電源與主電源共同構(gòu)成高壓鉗位電源，減小了電流關(guān)斷時(shí)的拖尾現(xiàn)象，從而減小了電流脈沖的關(guān)斷時(shí)間；在反向電流脈沖過(guò)零時(shí)刻，采用軟硬件相結(jié)合的方法精確控制新型去過(guò)沖電路消除關(guān)斷后的電流反向過(guò)沖。發(fā)射電流分段控制電路由上升沿控制電路、平頂電流控制電路、下降沿控制電路，及反向過(guò)沖控制電路組成。發(fā)射電流分段控制電路框圖如圖3所示。

圖3 發(fā)射電流分段控制電路框圖

2 發(fā)射電流分段控制電路設(shè)計(jì)

2.1 發(fā)射電流分段控制電路工作過(guò)程

磁性源電磁法發(fā)射電流分段控制設(shè)計(jì)電路如圖4所示。其中開(kāi)關(guān)器件V1，V2，V3和V4構(gòu)成H橋式逆變電路；R為負(fù)載等效模型；二極管D1和D3起到續(xù)流和鉗位的作用，阻斷二極管D5切斷了主電源與負(fù)載的續(xù)流通道，使得上升、關(guān)斷鉗位電壓發(fā)生改變，各開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖5所示。對(duì)每一控制階段進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明，由于雙極性梯形波在正向和負(fù)向的控制原理是一樣的，所以，只對(duì)正向梯形波控制的原理進(jìn)行說(shuō)明。

1) 脈沖上升沿控制階段。系統(tǒng)上電后，控制開(kāi)關(guān)K1閉合，主電源1、高壓輔助電源2通過(guò)限流電阻1向電容3充電。當(dāng)電容3電壓達(dá)到預(yù)設(shè)值后，控制開(kāi)關(guān)K1斷開(kāi)，開(kāi)關(guān)器件V1和V4導(dǎo)通，負(fù)載通過(guò)正向電流，由于3電壓高于主電源1電壓，加速了電流的上升，提升了上升沿的坡度。

2) 脈沖平頂段控制階段。由于線圈的電阻比較小，為了維持電流的穩(wěn)定，平頂段應(yīng)采用電壓較低的主電源1供電。此時(shí)，電流流通路徑為1→D5→V1→R→V4→1。若上升沿結(jié)束時(shí)，電容3的電壓大于平頂電流所需直流電壓，輸出電流不可控，因此，一定要保證在上升沿結(jié)束前電容3的電壓降為主電源電壓。

圖4 發(fā)射電流分段控制電路圖

(a) 梯形波；(b) K1驅(qū)動(dòng)信號(hào)；(c) V1、V4驅(qū)動(dòng)信號(hào)；(d) V6驅(qū)動(dòng)信號(hào)；(e) V2，V3驅(qū)動(dòng)信號(hào)；(f) V5驅(qū)動(dòng)信號(hào)

3) 脈沖下降沿控制階段。正向供電截止時(shí)，由于二極管D1和D3的鉗位作用，使得高壓輔助電源2與主電源1共同構(gòu)成高壓鉗位電源來(lái)提升梯形波下降沿的陡度，負(fù)載能量全部轉(zhuǎn)移到電容2中，電流流過(guò)路徑為RD312D2R。

4) 反向過(guò)沖抑制階段。由于線路中開(kāi)關(guān)器件結(jié)電容及其他分布電容的存在，與負(fù)載線圈形成阻尼振蕩，對(duì)接收信號(hào)產(chǎn)生很大的影響，因此，本文采用電流檢測(cè)的方法，當(dāng)下降沿電流低于某一值時(shí)接入去過(guò)沖電路，消除震蕩現(xiàn)象。電流反向過(guò)沖電流流通路徑為RV5D632R。

2.2 發(fā)射電流分段控制電路的計(jì)算

2.2.1 上升沿控制電路設(shè)計(jì)

上升沿控制分為3個(gè)階段：電容3充電階段、電容3能量釋放階段以及主電源1供電階段。

1) 在電容3充電階段，

根據(jù)式(4)，可以由預(yù)設(shè)定的電壓計(jì)算所需要的充電時(shí)間。

2) 在電容3能量釋放階段，電容3能量釋放階段的等效電路可以近似等效為二階動(dòng)態(tài)電路，其是由電阻、電感和電容3組成的二階電路。為了保證在上升沿結(jié)束時(shí)電容電壓小于主電源電壓，本設(shè)計(jì)采用欠阻尼電路，即(/(2))2＜1/(3)，因?yàn)殡姼须娏鞒踔禐? H，所以，齊次方程求解為：

3) 在主電源1供電階段，當(dāng)=t時(shí)，，D5導(dǎo)通，負(fù)載轉(zhuǎn)為由主電源1供電。

設(shè)3的預(yù)設(shè)電壓為1，充電過(guò)程轉(zhuǎn)移到3中的能量為和消耗的能量為W，則

因?yàn)榫€圈電阻很小，所以忽略W，而1+2＜f＜1，所以

圖6所示為發(fā)射電流脈沖上升沿仿真結(jié)果。其中，曲線1是當(dāng)1=150 V，1=400 V，R=0.5 Ω，=1.5 mH，3=0.95 μF時(shí)得到的仿真結(jié)果；曲線2是直接用主電源1=150 V供電得到的仿真結(jié)果。

圖6 發(fā)射電流脈沖上升沿仿真結(jié)果

由圖6可以看出：曲線1的上升沿時(shí)間為2.2 ms，曲線2的上升沿時(shí)間為5.2 ms，由此可以得出，上升沿控制電路得到的電流波形的上升沿得到極大提升，上升時(shí)間大大縮短。

2.2.2 下降沿控制電路設(shè)計(jì)

電流脈沖下降沿表達(dá)式：

令式(10)為0，得到關(guān)斷時(shí)間：

由式(10)可以得出下降沿的斜率為

負(fù)載能量全部轉(zhuǎn)移到電容2中，為滿(mǎn)足系統(tǒng)安全，應(yīng)滿(mǎn)足，U為絕緣柵雙極型晶體管的額定電壓。

2應(yīng)滿(mǎn)足：

在實(shí)際使用時(shí)，2應(yīng)取合理的較大值，以保證較好的穩(wěn)壓效果。

圖7所示為發(fā)射電流脈沖下降沿仿真結(jié)果。其中，曲線1是取高壓輔助電源2=500 V，2=50 μF得到的仿真結(jié)果；曲線2是取輔助電源2=1 kV，2=50 μF，其他參數(shù)與上升沿參數(shù)相同時(shí)得到的結(jié)果。

圖7 發(fā)射電流脈沖下降沿仿真結(jié)果

由圖7可以看出：曲線1的關(guān)斷時(shí)間為0.65 ms，曲線2的關(guān)斷時(shí)間為0.40 ms。由式(12)可以得出：曲線1的線性度為0.805，曲線2的線性度為0.875。

由仿真結(jié)果可以看出：鉗位電壓越高，關(guān)斷時(shí)間越短，線性度越高。但由此也可得出，電路性能的提高是以降低電子開(kāi)關(guān)耐壓為代價(jià)的。

2.2.3 反向過(guò)沖抑制階段設(shè)計(jì)

在發(fā)射電流脈沖下降沿過(guò)0的時(shí)刻，IGBT的諧振電容與等效電阻與線圈構(gòu)成一個(gè)欠阻尼電路，形成震蕩衰減，這就產(chǎn)生了過(guò)沖。本文在發(fā)射電流下降沿達(dá)到接近0的某一值時(shí)，接入去過(guò)沖電路，將放電回路變?yōu)檫^(guò)阻尼電路，這樣就可以使負(fù)載電流完全線性下降，消除震蕩。為了精確控制去過(guò)沖電路的接入時(shí)刻，本文采用軟、硬件相結(jié)合的方法，由100 A/1 V的電流互感器測(cè)得的發(fā)射電流對(duì)應(yīng)的電壓信號(hào)作為雙向比較器的輸入，通過(guò)設(shè)置雙向比較器輸入端的電阻比值，使梯形波輸出電流在?~+之間雙向比較器輸出為正。在和開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)結(jié)合由MSP430軟件控制，因?yàn)樘菪尾殡p向的，所以要區(qū)別正向和負(fù)向的導(dǎo)通信號(hào)，在檢測(cè)到V4驅(qū)動(dòng)信號(hào)的負(fù)跳變和雙向比較器的正跳變后發(fā)出V6驅(qū)動(dòng)信號(hào)，在檢測(cè)到V2驅(qū)動(dòng)信號(hào)的負(fù)跳變和雙向比較器的正跳變后發(fā)出V5驅(qū)動(dòng)信號(hào)。驅(qū)動(dòng)信號(hào)流程圖如圖8所示。

圖8 去過(guò)沖程序流程

以正向?qū)槔?，?duì)去過(guò)沖電路進(jìn)行分析，因?yàn)榘l(fā)射線圈的電阻很小，可以忽略不計(jì)，此時(shí)發(fā)射線圈電流為

式中：為時(shí)間常數(shù)。

由不等式(20)得出4≤/(23)，由不等式(21)可得出。在對(duì)去過(guò)沖電路進(jìn)行仿真研究時(shí)，電容4的取值要遠(yuǎn)大于IGBT的結(jié)電容，同時(shí)附加電路的阻性部分應(yīng)該小于兩端的等效阻抗，基于以上分析，又根據(jù)計(jì)算方便和容易選取器件的原則，取4組數(shù)據(jù)(見(jiàn)表1)，仿真結(jié)果如圖9所示，圖中1~4對(duì)應(yīng)表1中曲線1~4。

從圖9可以看出：曲線3的測(cè)試效果最好。對(duì)應(yīng)參數(shù)為：2=50 Ω，3=5 Ω，4=2.2 μF。

表1 去過(guò)沖電路各元件參數(shù)

圖9 去過(guò)沖仿真結(jié)果

(a) 發(fā)射電流脈沖上升沿分段控制法實(shí)測(cè)結(jié)果；(b) 發(fā)射電流脈沖上升沿PWM控制法實(shí)測(cè)結(jié)果；(c) 發(fā)射電流脈沖下降沿分段控制法實(shí)測(cè)結(jié)果；(d) 發(fā)射電流脈沖下降沿PWM控制法實(shí)測(cè)結(jié)果；(e) 發(fā)射電流過(guò)沖分段控制法實(shí)測(cè)結(jié)果；(f) 發(fā)射電流脈沖過(guò)沖PWM控制法實(shí)測(cè)結(jié)果

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

按照?qǐng)D4所示電路進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，取1=150 V；2=1 kV；1=500 V；R=0.5 Ω；=1.5 mH；2=50 μF；3=0.95 μF；2=20 Ω；3=5 Ω；4=2.2 μF；工作頻率為50 Hz，采用隔離的電流探頭測(cè)試實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10所示。

由圖10可以看出：與PWM控制方法所得到的輸出電流相比，發(fā)射電流分段控制技術(shù)所得到的輸出電流的波形上升沿提升速度快，下降沿延遲時(shí)間短，線性度高，反向過(guò)沖小，波形質(zhì)量得到明顯改善，達(dá)到了預(yù)期的實(shí)驗(yàn)要求。

4 結(jié)論

1) 發(fā)射電流分段控制方法所得到的輸出電流波形上升時(shí)間小于1.5 ms，平頂段電流為280 A，下降沿時(shí)間小于0.5 ms，反向過(guò)沖電流小于3 A，與PWM控制方法所得波形相比其減小了輸出平頂電流紋波及由此產(chǎn)生的電磁干擾，縮短了上升沿與下降沿的延遲時(shí)間，降低了反向過(guò)沖，實(shí)現(xiàn)了電流上升沿、下降沿斜率可調(diào)，改善了波形質(zhì)量，減少了波形畸變。

2) 此技術(shù)滿(mǎn)足了航空電磁法發(fā)射機(jī)電流波形控制的要求，使航空電磁法在On-time期間采樣成為可能，特別是對(duì)于高導(dǎo)覆蓋層探測(cè)效果良好。還可以應(yīng)用于解決其他多匝小線圈負(fù)載瞬變的電磁探測(cè)裝置中，減小大磁矩瞬變電磁裝置中電流關(guān)斷時(shí)間，對(duì)減小淺層探測(cè)中一次場(chǎng)的影響具有十分重要的作用。

3) 本方案減少了功率器件的開(kāi)關(guān)損耗，使得接收信號(hào)中的開(kāi)關(guān)噪聲降低，電路拓?fù)浜涂刂坪?jiǎn)單，適合在大電感負(fù)載情況下產(chǎn)生穩(wěn)定、精準(zhǔn)的電流波形，具有較強(qiáng)的工程實(shí)用性。

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(編輯 趙俊)

Piecewise control method of emission current of magnetic source transient electromagnetic interference

YU Shengbao, SUN Changyu, JIANG Jian, SU Fa, HE Jianlong, ZHENG Jianbo

College of Instrument Science and Electrical Engineering, Jilin University, Changchun 130026, China

A piecewise control method of emission current used in the magnetic source electromagnetic interference (TEM) transmitting system was proposed to solve the problems caused by pulse width modulation (PWM) control method, i.e. serious electromagnetic interference (EMI) and large trailing currents during ascending and turn-off time. The current was divided into four segments and accurately controlled. The ascending segment, turn-off segment and flat segment were controlled through the introduction of high voltage auxiliary power supply and a method combining the use of hardware and software was used to eliminate current over-shot. The relationships among the supply voltage, waveform linearity and turn-off time were discussed. The specific design scheme was put forward and circuit parameter calculation was done. The results show that the ascending time of the proposed circuits is lower than 1.5 ms, turn-off time is lower than 0.5 ms; the amplitude of the current over-shot is lower than 3 A and the linearity of the waveform is larger than 0.875. Compared with the waveform obtained from the PWM control technology, the proposed rectifying circuits have less turn-off time and ascending time. The current over-shot is eliminated and the turn-off consistency is improved.

electromagnetic method; piecewise control; PWM control; linearity

10.11817/j.issn.1672-7207.2016.10.017

P631

A

1672?7207(2016)10?3401?08

2015?11?21；

2015?04?16

國(guó)家高技術(shù)研究發(fā)展計(jì)劃(863計(jì)劃)項(xiàng)目(2013AA063904-1)(Project(2013AA063904-1) supported by the National High Technology Research and Development Program (863 program) of China)

于生寶，教授，博士生導(dǎo)師。從事功率源技術(shù)及其應(yīng)用研究；E-mail：yushengbao@jlu.edu.cn