星載接收機(jī)通道時(shí)延實(shí)時(shí)校準(zhǔn)方法

于雪暉，李集林，王盾，吳佳鵬

北京衛(wèi)星信息工程研究所，北京 100086

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星載接收機(jī)通道時(shí)延實(shí)時(shí)校準(zhǔn)方法

于雪暉*，李集林，王盾，吳佳鵬

北京衛(wèi)星信息工程研究所，北京 100086

針對(duì)星間鐘差測(cè)量及時(shí)間頻率的精確傳遞的需求，通常情況都會(huì)在地面對(duì)衛(wèi)星的收發(fā)通道時(shí)延進(jìn)行準(zhǔn)確標(biāo)定，但在空間環(huán)境下設(shè)備老化和環(huán)境溫度變化會(huì)導(dǎo)致收發(fā)通道時(shí)延逐漸偏離標(biāo)定值。利用偽碼相關(guān)測(cè)距的原理，結(jié)合時(shí)分早遲偽碼相位交替調(diào)制技術(shù)和包絡(luò)檢波技術(shù)，提出了一種在軌通道時(shí)延自校準(zhǔn)方法。通過(guò)3條閉合測(cè)量環(huán)路的建立，在不影響接收機(jī)正常收發(fā)通信的情況下，實(shí)時(shí)校準(zhǔn)其收發(fā)通道時(shí)延。結(jié)果表明，該方法時(shí)延測(cè)量精度達(dá)到亞納秒量級(jí)。

通道時(shí)延；在軌測(cè)量；實(shí)時(shí)校準(zhǔn)；偽碼測(cè)距；包絡(luò)檢波

目前星載接收機(jī)時(shí)間同步技術(shù)廣泛應(yīng)用于電子偵察系統(tǒng)、天基合成孔徑雷達(dá)系統(tǒng)等航天任務(wù)中。高精度的時(shí)間同步技術(shù)有助于提高偵測(cè)目標(biāo)定位精度和更精密的三維成像質(zhì)量。其中收發(fā)通道各自的時(shí)延校準(zhǔn)精度更是時(shí)間同步精度的關(guān)鍵，它影響鐘差的測(cè)量精度甚至秒脈沖信號(hào)輸出的準(zhǔn)確性。

傳統(tǒng)的通道時(shí)延校準(zhǔn)方法[1]，往往存在精度和測(cè)量實(shí)時(shí)性之間的矛盾，而且通常的方法只適用于地面通道時(shí)延標(biāo)定，無(wú)法進(jìn)行星上的實(shí)時(shí)標(biāo)定?，F(xiàn)有的星上通道時(shí)延測(cè)量方法技術(shù)復(fù)雜度較高，且無(wú)法保證實(shí)時(shí)性,如表1所示。

表1　時(shí)延測(cè)量方法比對(duì)表

為了實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)的在軌高精度測(cè)量，本文基于偽碼相關(guān)測(cè)距的原理，結(jié)合時(shí)分早遲偽碼相位交替調(diào)制技術(shù)和包絡(luò)檢波技術(shù)，通過(guò)恰當(dāng)合理的自閉環(huán)路設(shè)計(jì)，可以實(shí)時(shí)精確測(cè)量設(shè)備的收發(fā)通道時(shí)延。收發(fā)通道時(shí)延測(cè)量的隨機(jī)噪聲誤差確定了該測(cè)量方法的精度[2-4]。

1　通道時(shí)延測(cè)量流程與實(shí)現(xiàn)方法

1.1時(shí)延測(cè)量系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案

通道時(shí)延自校準(zhǔn)的設(shè)計(jì)需要在原有收發(fā)通道的基礎(chǔ)上增加一個(gè)校準(zhǔn)通道，用于輔助系統(tǒng)進(jìn)行自身標(biāo)定的功能。時(shí)延校準(zhǔn)通道中的信號(hào)由于不經(jīng)過(guò)天線及空間信道，通常信號(hào)質(zhì)量較好。

圖1為收發(fā)通道時(shí)延測(cè)量構(gòu)成框圖。系統(tǒng)主要包含正常發(fā)射通道、時(shí)延測(cè)量通道及正常接收通道。以一收一發(fā)為例，正常發(fā)射通道由射頻發(fā)射通道(包括DA1、濾波器、變頻器)、耦合器和發(fā)射天線構(gòu)成，發(fā)射頻點(diǎn)為f1；正常接收通道由接收天線、合路器、射頻接收通道和AD2構(gòu)成，接收頻點(diǎn)為f2；時(shí)延測(cè)量通道包含一個(gè)發(fā)射頻點(diǎn)為f2的偽發(fā)射通道(包括DA2、濾波器、變頻器、耦合器等)、一個(gè)混頻接收通道及一個(gè)包絡(luò)檢波通道。其中，正常發(fā)射通道與正常接收通道一直保持信號(hào)通信狀態(tài)，偽發(fā)射通道在不影響收發(fā)信機(jī)正常通信的基礎(chǔ)上便于時(shí)延的測(cè)量。

利用正常發(fā)射通道、時(shí)延測(cè)量通道及正常接收通道建立3條閉環(huán)回路，分別為：

1)偽發(fā)射通道與正常發(fā)射通道建立的混頻閉環(huán)回路；

2)偽發(fā)射通道與正常接收通道建立的閉環(huán)回路；

3)偽發(fā)射通道的包絡(luò)檢波回路。

圖1　通道時(shí)延測(cè)量框圖Fig.1　Diagram of channel delay measurement

1.2通道時(shí)延測(cè)量的實(shí)現(xiàn)流程

(1)偽發(fā)射通道與正常發(fā)射通道建立的混頻閉環(huán)回路測(cè)量

基帶發(fā)射終端(包含正常通信信號(hào)及偽發(fā)射信號(hào))→DA1、DA2→分別通過(guò)射頻發(fā)射通道及射頻偽發(fā)射通道→分別通過(guò)耦合器→混頻器→濾波器→AD1→基帶接收終端。

為保證該環(huán)路的正常跟蹤，偽發(fā)射通道此時(shí)選用與正常發(fā)射通道不同的頻點(diǎn)、相同的偽碼，采用時(shí)分早遲偽碼相位交替調(diào)制技術(shù)，串行將環(huán)路跟蹤的偽碼相位調(diào)整量加載到偽發(fā)射通道基帶發(fā)射終端，直到得到偽發(fā)射通道與正常發(fā)射通道偽碼相關(guān)峰值，此時(shí)該碼相位調(diào)整量即為兩通道時(shí)延差。

該回路的測(cè)量方程表達(dá)式為：

(1)

式中：τnormal_Bt為正常發(fā)射通道基帶數(shù)字信號(hào)處理時(shí)延，主要為FPGA內(nèi)部邏輯門(mén)時(shí)延；τnormal_RFt為射頻發(fā)射通道時(shí)延，包含上變頻器、濾波器、功放、定向耦合器等；τpseudo_RFt為射頻偽發(fā)射通道時(shí)延，包含上變頻器、濾波器、功放、定向耦合器等；τpseudo_Bt為偽發(fā)射通道基帶數(shù)字信號(hào)處理時(shí)延；δadj為正常發(fā)射通道與偽發(fā)射通道時(shí)延差。

(2)偽發(fā)射通道與正常接收通道建立的閉環(huán)回路測(cè)量

基帶發(fā)射終端(偽發(fā)射信號(hào))→DA2→射頻偽發(fā)射通道→耦合器→衰減器→合路器→AD2→基帶接收終端。

該環(huán)路此時(shí)采用偽發(fā)射通道與正常接收通道的自發(fā)自收形式，選用與正常接收信號(hào)相同的頻點(diǎn)，不同的偽碼。通過(guò)相同的接收通道，在后端數(shù)字部分采用CDMA技術(shù)對(duì)正常接收信號(hào)與偽發(fā)射信號(hào)進(jìn)行區(qū)分。由于偽發(fā)射信號(hào)屬于收發(fā)信機(jī)內(nèi)部大功率信號(hào)，因此，在合路前必須經(jīng)過(guò)信號(hào)衰減，與正常接收信號(hào)進(jìn)行功率匹配，以免導(dǎo)致正常接收信號(hào)被大功率信號(hào)淹沒(méi)。

該回路的測(cè)量方程表達(dá)式為：

(2)

(3)偽發(fā)射通道的包絡(luò)檢波回路測(cè)量

基帶發(fā)射終端(偽發(fā)射信號(hào))→DA2→射頻偽發(fā)射通道→耦合器→包絡(luò)檢波器→AD1→基帶接收終端。

在進(jìn)行此回路測(cè)量時(shí)，在時(shí)標(biāo)信號(hào)的控制下使用測(cè)距偽碼對(duì)正常通信測(cè)距信號(hào)進(jìn)行幅度調(diào)制，偽碼為“1”時(shí)輸出信號(hào)功率為正常發(fā)射功率，偽碼為“-1”時(shí)關(guān)斷發(fā)射信號(hào)，人為造成信號(hào)包絡(luò)變化。然后在偽發(fā)射通道的射頻輸出端采用包絡(luò)檢波技術(shù)獲取測(cè)距偽碼信息。整形放大復(fù)現(xiàn)偽碼，與生成端的原始偽碼信號(hào)進(jìn)行時(shí)延測(cè)量，即可得到偽發(fā)射通道的時(shí)延。

該回路的測(cè)量方程表達(dá)式為：

(3)

(4)時(shí)延量解算

在式(1)～(3)中，τnormal_Bt、τpseudo_Bt、τnormal_Br和τenvelope_Br均為基帶內(nèi)數(shù)字信號(hào)處理量，可以通過(guò)FPGA內(nèi)部時(shí)鐘clock計(jì)數(shù)或設(shè)置碼相位發(fā)送/接收標(biāo)識(shí)獲得。τenvelope_RFr為包絡(luò)檢波固定時(shí)延，包絡(luò)檢波電路可以通過(guò)檢波二極管或檢波三極管電路完成，根據(jù)目前國(guó)內(nèi)的技術(shù)水平，使用快速短脈沖檢波技術(shù)能夠完成百皮秒量級(jí)脈沖的包絡(luò)檢測(cè)，其傳輸時(shí)延穩(wěn)定性穩(wěn)定在50 ps左右。因此上述公式可簡(jiǎn)化為：

(4)

(5)

(6)

將測(cè)量方程式(4)～(6)進(jìn)行簡(jiǎn)單解算可以得到τnormal_RFt和τnormal_RFr，即正常發(fā)射通道延時(shí)和正常接收通道延時(shí)。

2　通道時(shí)延測(cè)量的數(shù)學(xué)表達(dá)

通過(guò)以上3條回路的建立可知，偽發(fā)射通道與正常接收通道建立的閉環(huán)回路是一條完整的星間通信鏈路，采用通用的信號(hào)捕獲與跟蹤方法便可得到偽碼相位初始與最終的相位偏移量。

偽發(fā)射通道的包絡(luò)檢波回路經(jīng)過(guò)包絡(luò)檢波送至基帶板時(shí)濾除了載波，只保留偽碼分量，通過(guò)簡(jiǎn)單的碼環(huán)路跟蹤捕獲即可得到該回路的偽碼相位偏移量。因此，此處對(duì)該兩條通路不進(jìn)行闡述及推導(dǎo)。

但偽發(fā)射通道與正常發(fā)射通道建立的混頻閉環(huán)回路與正常星間通信鏈路不同，該回路以正常發(fā)射通道為基準(zhǔn)，調(diào)整偽發(fā)射通道碼相位，利用早遲偽碼相關(guān)技術(shù)，對(duì)信號(hào)進(jìn)行捕獲跟蹤。正常發(fā)射通道時(shí)延為從DA1輸出至混頻器輸入部分的通道時(shí)延，偽發(fā)射通道時(shí)延為從DA2輸出至混頻器輸入部分的通道時(shí)延，兩條通道時(shí)延各自包含了其通道上的變頻器、濾波器、耦合器等時(shí)延。當(dāng)兩個(gè)信號(hào)進(jìn)入混頻器后，其輸出信號(hào)完整地將兩路信號(hào)的延時(shí)量以偽碼相位差的形式保留，即使后端繼續(xù)經(jīng)過(guò)濾波器、AD等處理，該時(shí)延差依然保持不變，且在基帶部分可以得到解調(diào)。對(duì)此部分進(jìn)行公式推導(dǎo)，其處理信號(hào)流如圖2所示。

圖2　正常發(fā)射與偽發(fā)射通道時(shí)延差測(cè)量回路Fig.2　Delay-value measurement loop for normal launch and pseudo launch channel

正常發(fā)射通道輸出中頻偽碼信號(hào)①為

(7)

(8)

式中：f1為發(fā)射載波頻率；τA為簡(jiǎn)化代替τnormal_RFt；ΔθA為中頻輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)正常發(fā)射通道產(chǎn)生的載波相位延時(shí)。由于數(shù)據(jù)碼速率傳輸速率低，數(shù)據(jù)碼延時(shí)忽略不計(jì)。偽發(fā)射通道數(shù)字調(diào)制器輸出中頻偽碼信號(hào)③為

(9)

式中：±δE/L為偽碼相位偏移量；T為偽碼相位交替調(diào)制時(shí)間間隔。經(jīng)過(guò)偽發(fā)射通道后的射頻信號(hào)④為

(10)

式中：f2為偽發(fā)射載波頻率；τB為簡(jiǎn)化代替τpseudo_RFt;ΔθB為中頻輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)偽發(fā)射通道產(chǎn)生的載波相位延時(shí)。采用時(shí)分早遲偽碼相位交替調(diào)制技術(shù)，在偽發(fā)射通道數(shù)字調(diào)制器內(nèi)部的碼NCO上交替附加±δE/L偽碼相位偏移量，從而產(chǎn)生超前、滯后偽碼相位信號(hào)。

將正常發(fā)射通道輸出信號(hào)②和偽發(fā)射通道輸出信號(hào)④模擬混頻并濾波，輸出中頻模擬信號(hào)⑤為

(11)

式中：ΔδLPF為混頻后濾波器產(chǎn)生的載波相位及碼相位延時(shí)。對(duì)信號(hào)⑤進(jìn)行數(shù)字中頻帶通采樣，去載波，并通過(guò)積分清零器，設(shè)置積分時(shí)間1 ms，早遲交替時(shí)間1 ms，早遲間隔為1碼片，在正交同相輸出端設(shè)置緩存器，以保證數(shù)據(jù)的可用性。得到I路相關(guān)信號(hào)⑥和Q路相關(guān)信號(hào)⑦為

I(t)=s6(t)=

(12)

Q(t)=s7(t)=

(13)

基于時(shí)分早遲偽碼相位交替調(diào)制技術(shù)，不妨設(shè)：

(14)

2)t2(=t1+Δ)時(shí)刻，偽發(fā)射通道基于即時(shí)偽碼產(chǎn)生的射頻信號(hào)為

(15)

3)t3(=t2+Δ)時(shí)刻，偽發(fā)射通道基于滯后偽碼產(chǎn)生的射頻信號(hào)為

(16)

基于以上公式，I路和Q路相關(guān)信號(hào)進(jìn)行超前(E)、即時(shí)(P)、滯后(L)分解，可進(jìn)一步表示為：

(17)

(18)

(19)

載波環(huán)路反正切函數(shù)鑒相算法為：

(20)

(21)

(22)

(23)

3　誤差分析與驗(yàn)證

3.1通道時(shí)延測(cè)量誤差理論分析

收發(fā)通道時(shí)延測(cè)量誤差包括系統(tǒng)偏差和隨機(jī)噪聲兩種。系統(tǒng)偏差可以通過(guò)自閉合校準(zhǔn)和地面標(biāo)定等方法進(jìn)行糾正，因此影響測(cè)量精度的主要因素是隨機(jī)噪聲。收發(fā)通道時(shí)延測(cè)量的隨機(jī)噪聲主要包括時(shí)差測(cè)量誤差、包絡(luò)檢波延時(shí)抖動(dòng)誤差、功分器延時(shí)抖動(dòng)誤差、定向耦合器延時(shí)抖動(dòng)誤差[5]。

功分器和定向耦合器可以通過(guò)無(wú)源電路實(shí)現(xiàn)，電路組成結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，傳輸延時(shí)對(duì)溫度、頻率、功率等因素不敏感，且壽命期內(nèi)傳輸延時(shí)特性變化非常小，此部分誤差可以忽略。

時(shí)差測(cè)量誤差主要取決于復(fù)現(xiàn)偽碼的相位精度，因此復(fù)現(xiàn)偽碼跟蹤環(huán)路的熱噪聲誤差和動(dòng)態(tài)應(yīng)力誤差直接影響到測(cè)量的誤差。

偽碼跟蹤環(huán)總的1σ跟蹤誤差為：

(24)

式中：σtDLL為熱噪聲引起的跟蹤誤差；θe為信號(hào)動(dòng)態(tài)引起的誤差。由于通道時(shí)延測(cè)量信號(hào)在設(shè)備內(nèi)部自發(fā)自收，因此沒(méi)有動(dòng)態(tài)變化，θe=0。

熱噪聲引起的跟蹤誤差為：

(25)

式中：Bn為碼環(huán)噪聲帶寬(Hz)；G(f)為歸一化到無(wú)窮帶寬上的單位面積內(nèi)信號(hào)的功率譜密度；Bf為雙邊前端帶寬(Hz)；Tc為碼片周期(s)；Δ為早遲相關(guān)器間隔(碼片)；Tp為預(yù)檢測(cè)積分時(shí)間(s)；C/N0為載噪比(dB-Hz)。圖3所示為測(cè)距誤差隨載噪比的變化曲線。

圖3　測(cè)距誤差隨載噪比變化曲線Fig.3　Variation curve of ranging error with arrier noise ratio

由于接收機(jī)通道時(shí)延校準(zhǔn)利用的是接收機(jī)內(nèi)部自發(fā)自收信號(hào)，未經(jīng)過(guò)天線及空間鏈路，因此，載噪比較高。同時(shí)，由于偽發(fā)射通道只用于進(jìn)行接收機(jī)內(nèi)部時(shí)延測(cè)量，而且隨機(jī)噪聲誤差決定了該方法的時(shí)延標(biāo)定精度，因此應(yīng)盡量將偽發(fā)射信號(hào)功率提高，以得到更高的測(cè)量精度。因此，設(shè)置偽發(fā)射信號(hào)功率為-20 dBm，通過(guò)耦合器、衰減器后功率近似降為-90 dBm，此時(shí)利用載噪比計(jì)算通用公式可以計(jì)算得出此時(shí)的載噪比為[6-7]：

C/N0(dB-Hz)=S(dBW)+G/T(dB/K)-

K(dBW/(K·Hz)=-120 dBW-0 dB/K+

(26)

式中：S為輸入信號(hào)功率；G/T為整機(jī)天線系統(tǒng)的增益G與接收系統(tǒng)噪聲溫度T比值；K=-228.6 dBW/(K·Hz)，為波爾茲曼常數(shù)。由于該方案中信號(hào)流都在接收機(jī)內(nèi)部不涉及到天線，所以G/T值為0。再利用式(25)計(jì)算得出熱噪聲引起的跟蹤誤差。后續(xù)仿真中給出具體工況設(shè)置及理論值與仿真結(jié)果比對(duì)。

3.2仿真驗(yàn)證

基于Matlab/Simulink系統(tǒng)仿真平臺(tái)，對(duì)該通道時(shí)延校準(zhǔn)方法進(jìn)行可行性仿真驗(yàn)證。模擬信息速率為1 kbit/s的BPSK信號(hào)自發(fā)自收的生成及捕獲跟蹤過(guò)程，設(shè)置仿真場(chǎng)景主要參數(shù)如表2所示。

表2　仿真場(chǎng)景主要參數(shù)設(shè)置

由圖4可以看出，當(dāng)相關(guān)器間隔為1碼片，相關(guān)累加時(shí)間為1 ms，DLL濾波器帶寬為5 Hz時(shí)，載噪比輸出維持108 dB-Hz左右，驗(yàn)證了仿真方案設(shè)計(jì)的合理性。

圖5給出了正常發(fā)射信號(hào)與偽發(fā)射信號(hào)混頻測(cè)量通道在1 s仿真時(shí)間內(nèi)的偽碼調(diào)整量變化趨勢(shì)。由圖可以看出跟蹤過(guò)程中偽碼相位控制的變化情況符合理論推導(dǎo)。同樣，給出了在載噪比108 dB-Hz情況下，仿真系統(tǒng)得到的偽發(fā)射通道與正常接收通道的偽碼相位同步誤差為0.001 622 1碼片(折合0.16 ns)，與理論值基本符合。

在偽發(fā)射通道時(shí)延測(cè)量回路中，偽發(fā)射通道時(shí)延測(cè)量誤差不僅與復(fù)現(xiàn)偽碼相位精度有關(guān)，而且受到包絡(luò)檢波電路的影響。包絡(luò)檢波電路可以通過(guò)檢波二極管或檢波三極管電路完成，根據(jù)目前國(guó)內(nèi)的技術(shù)水平，使用快速短脈沖檢波技術(shù)能夠完成百皮秒量級(jí)脈沖的包絡(luò)檢測(cè)，其傳輸時(shí)延穩(wěn)定性優(yōu)于50 ps。

3.3試驗(yàn)驗(yàn)證

圖6給出了DSP顯示的載波環(huán)路跟蹤的狀態(tài)，該圖由兩部分組成，上半部分為同相支路(I路)跟蹤狀態(tài)，為數(shù)據(jù)支路，下半部分為正交支路(Q路)跟蹤狀態(tài)，為噪聲支路。由圖可知環(huán)路處于穩(wěn)定的跟蹤狀態(tài)，并可以進(jìn)行持續(xù)電文解調(diào)。

圖4　環(huán)路捕獲跟蹤結(jié)果Fig.4　Capture and tracking results of loop

在環(huán)路穩(wěn)定跟蹤測(cè)量的基礎(chǔ)上，采用仿真部分參數(shù)設(shè)置，對(duì)接收機(jī)正常收發(fā)通道及偽發(fā)射通道進(jìn)行時(shí)延測(cè)量。圖7所示為接收通道某次時(shí)延測(cè)量誤差結(jié)果。統(tǒng)計(jì)其1σ為315 ps，與仿真結(jié)果及理論值接近。

圖5　偽碼相位同步誤差和鑒相器輸出Fig.5　Pseudo-code phase synchronization error and phase detector output

圖6　DSP載波環(huán)路跟蹤狀態(tài)Fig.6　Tracking status of carrier loop in DSP

圖7　接收通道時(shí)延測(cè)量誤差Fig.7　Receiver channel delay measurement error

進(jìn)行5次時(shí)延測(cè)量，統(tǒng)計(jì)結(jié)果如表1所示。其中V1和V2分別為接收與發(fā)射通道時(shí)延，V3為偽發(fā)射通道包絡(luò)檢波時(shí)延結(jié)果，接收通道時(shí)延為300 ps左右，發(fā)射通道時(shí)延為250 ps左右，偽發(fā)射通道時(shí)延結(jié)果為60 ps左右，檢測(cè)結(jié)果與預(yù)期基本相同。

表1　時(shí)延測(cè)量統(tǒng)計(jì)結(jié)果

4　結(jié)束語(yǔ)

根據(jù)理論分析和測(cè)試結(jié)果，本文提出的星間收發(fā)設(shè)備在軌實(shí)時(shí)通道時(shí)延校準(zhǔn)方法具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1)相對(duì)于傳統(tǒng)的星載接收機(jī)地面通道時(shí)延標(biāo)定方法[8]，通過(guò)偽發(fā)射通道的建立，有效地解決了星間收發(fā)設(shè)備在軌實(shí)時(shí)通道時(shí)延校準(zhǔn)的問(wèn)題，保證了時(shí)延測(cè)量的準(zhǔn)確性與實(shí)時(shí)性；

2)相對(duì)傳統(tǒng)星上在軌實(shí)時(shí)通道時(shí)延校準(zhǔn)方法[9-10](對(duì)發(fā)射或接收通道進(jìn)行校準(zhǔn)時(shí)，需停止發(fā)射信號(hào)或接收信號(hào)，并執(zhí)行時(shí)延校準(zhǔn)模式)，本文所述方法不影響在軌正常通信；

3)該方法以數(shù)字基帶信號(hào)處理為技術(shù)基礎(chǔ)，測(cè)量的隨機(jī)噪聲誤差確定了該測(cè)量方法的精度[11]。因此，通過(guò)對(duì)碼速率、載噪比等通信參數(shù)的設(shè)置，可以調(diào)節(jié)設(shè)備時(shí)延校準(zhǔn)的精度。在本文設(shè)置工況下，可以滿足亞納秒量級(jí)的測(cè)量精度。

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(編輯：高珍)

Real-time calibration method for satellite receiver channel delay

YU Xuehui*，LI Jilin，WANG Dun，WU Jiapeng

Beijing Institute of Satellite Information Engineering, Beijing 100086，China

In order to accomplish accurate measurement of inter-satellite clock error and transfer of time and frequency,the equipment delay on the ground are usually required to be calibrated.With the aging of equipment and the change of environment temperature, the delay of send-receive signal will deviate the standardization. By using pseudo-random-code correlation measurement, combining with the time division early-delay pseudo-random-code phase alternation modulation technology and envelope technology, an in-orbit channel delay self-calibration method was proposed. By designing a proper closed loop, the send-receive channel delay can be calibrated in real-time without influencing the normal communication. The results indicate that the delay measurement precision of this method reaches sub-nanosecond level.

channel delay；in-orbit measurement；real-time calibration；pseudo-random-code measurement；envelope demodulation

10.16708/j.cnki.1000-758X.2016.0058

2016-01-18；

2016-05-18；錄用日期：2016-06-30；

時(shí)間：2016-09-2113:41:32

http:∥www.cnki.net/kcms/detail/11.1859.V.20160921.1341.009.html

于雪暉(1988-)，男，博士，1050520517@163.com,研究方向?yàn)楹教炱魍ㄐ?/p>

TM935.1

A

http:∥zgkj.cast.cn

引用格式：于雪暉,李集林,王盾,等.星載接收機(jī)通道時(shí)延實(shí)時(shí)校準(zhǔn)方法[J].中國(guó)空間科學(xué)技術(shù),2016,36(5)：57-64.

YUXH，LIJL，WANGD,etal.Real-timecalibrationmethodforsatellitereceiverchanneldelay[J].ChineseSpaceScienceandTechnology,2016,36(5)：57-64(inChinese).