基于基片集成波導(dǎo)左右手復(fù)合傳輸線的二維電掃描天線設(shè)計(jì)

程新春　龔楷晨　孫宇　張安學(xué)

摘要：基于基片集成波導(dǎo)左右手復(fù)合傳輸線，設(shè)計(jì)了二維電掃天線陣。采用具有頻掃功能的漏波天線作為天線陣的陣元天線，并在陣元天線之間加入數(shù)字移相器來控制陣元天線間的相位差。仿真結(jié)果表明，在9GHz—11GHz頻段，二維面陣電掃描天線實(shí)現(xiàn)了相頻掃特性，在E面可實(shí)現(xiàn)頻率掃描，頻掃角度范圍為-26°—30°，在H面可實(shí)現(xiàn)相位掃描，掃描角度由數(shù)字移相器控制。

關(guān)鍵詞：電掃天線陣；左右手復(fù)合傳輸線；基片集成波導(dǎo)

中圖分類號：TP311 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A 文章編號：1009-3044（2016）18-0201-04

Design of a Two-dimensional Electronic-scanning Antenna Array Based on SIW Composite Right/Left-Handed Transmission Line

CHENG Xin-chun1， GONG Kai-chen2， SUN Yu2， ZHANG An-xue2

（1. PLA 75836 Troops，Guangzhou 510400， China； 2.Xian Jiaotong University， Xian 710049， China）

Abstract： Based on SIW CRLH TL ， a two-dimensional electronic-scanning antenna is proposed based on the frequency-scanning antennas and phase shifters in order to radiate and scan both on the E-plane and H-plane. In the frequency range of 9GHz to 11 GHz， the scanning angle on the E-plane ranges from -26 deg to 30 deg and the scanning angle on the H-plane is controlled by phase shifters.

Key words： electronic-scanning antenna； CRLH TL； SIW

1 背景

1968年，前蘇聯(lián)科學(xué)家Veselago提出了左手材料的理論和概念，但是這種具有特異性質(zhì)的材料在大自然中并不存在。20世紀(jì)90年代，英國物理學(xué)家Pendry教授提出，在微波頻段，可以用細(xì)金屬線陣列結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)負(fù)的介電常數(shù)，用開口金屬諧振環(huán)（簡稱SRR）的周期性排列結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)負(fù)的磁導(dǎo)率的新型人工電磁材料。2000年，Smith教授等人在Pendry教授提出的理論模型基礎(chǔ)上將細(xì)金屬線線和開口金屬諧振環(huán)結(jié)合在一起，首次制造出在微波頻段同時具有負(fù)介電常數(shù)和負(fù)磁導(dǎo)率的人工復(fù)合媒質(zhì)，即左手材料。2002年，加州大學(xué)洛杉磯分校Itoh教授和多倫多大學(xué)Eleftheriads教授所領(lǐng)導(dǎo)的科研小組分別獨(dú)立提出了所謂左手傳輸線的思想，利用對偶原理根據(jù)右手傳輸線來構(gòu)造左手傳輸線，由于左手傳輸線都是在右手傳輸線基礎(chǔ)上構(gòu)造的，難免會有右手效應(yīng)，因此就構(gòu)成了Itoh教授提出的左右手復(fù)合傳輸線（CRLH.TL）。

自從2002年左右手復(fù)合傳輸線理論被提出以后，國內(nèi)外許多研究小組將其和微帶線、矩形波導(dǎo)，基片集成波導(dǎo)等結(jié)合，研究出了很多新穎的微波濾波器、功分器、耦合器等，并成功應(yīng)用于天線及陣列天線中?；刹▽?dǎo)和左右手復(fù)合傳輸線的結(jié)合，使得天線的性能得到了很大的改善。2008年，德國斯圖加特大學(xué)的Weitsch Y等人提出封閉結(jié)構(gòu)的左右手復(fù)合傳輸基片集成波導(dǎo)，克服了能量泄漏的缺點(diǎn)[1]。2011年，Itoh T等人提出半模左右手復(fù)合傳輸基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)，進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)了小型化[2]。

三坐標(biāo)雷達(dá)（3D雷達(dá)）是指能同時測量目標(biāo)距離、方位和仰角或高度的雷達(dá)[3]，廣泛用于多數(shù)防空雷達(dá)、火控雷達(dá)和導(dǎo)彈制導(dǎo)雷達(dá)等，用來實(shí)現(xiàn)空中監(jiān)視、警戒用來實(shí)現(xiàn)空中監(jiān)視、警戒與引導(dǎo)。雷達(dá)的發(fā)展與相控陣天線技術(shù)的發(fā)展有著密切的關(guān)系，它對相控陣天線提出了更高的要求，要求相控陣天線在方位和仰角均能進(jìn)行電掃描，因此二維電掃描天線著密切的關(guān)系，它對相陣天線提出了更高的要求，要求相控陣天線在方位和仰角均能進(jìn)行電掃描，因此二維電掃描天線[7]將有很好的應(yīng)用前景。采用二維電掃描天線的3D雷達(dá)與一維電掃一維機(jī)械掃的3D雷達(dá)相比有很多的優(yōu)點(diǎn)，使得3D雷達(dá)在性能上獲得了多項(xiàng)改善。本文旨在設(shè)計(jì)一個二維的電掃描天線，在縱向采用頻率掃描技術(shù)，采用體積小的漏波天線在陣元天線方向構(gòu)成頻掃；在橫向采用相位掃描技術(shù)，直接利用移相器控制組陣方向各個漏波天線的饋電相位來實(shí)現(xiàn)波束掃描，在組陣方向構(gòu)成相掃，這樣就構(gòu)成二維面陣相頻掃天線。

2 漏波天線單元結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

漏波天線的單元結(jié)構(gòu)模型圖如圖 1所示。

基片集成波導(dǎo)采用介質(zhì)型號為Taconic TLY，介質(zhì)的介電常數(shù)為2.2，厚度為1.27mm，介質(zhì)損耗角正切為0.0009?；刹▽?dǎo)的等效寬度為20mm，波導(dǎo)兩邊的通孔直徑為1mm，間距為2mm，用來實(shí)現(xiàn)并聯(lián)電感的通孔的直徑為0.7mm，間距為1.4mm，用來實(shí)現(xiàn)串聯(lián)電容的輻射縫隙的寬度為0.25mm?；刹▽?dǎo)表面的縫隙可實(shí)現(xiàn)串聯(lián)電容的作用，并向外漏波輻射，基片集成波導(dǎo)中間的金屬通孔能實(shí)現(xiàn)并聯(lián)電感的作用。

單元結(jié)構(gòu)的色散特性曲線如圖 2，從圖中可以看出，單元結(jié)構(gòu)達(dá)到平衡狀態(tài)，且平衡頻率點(diǎn)為9.72GHz，小于9.72GHz為左手頻段，傳播常數(shù)為負(fù)，大于9.72GHz為右手頻段，傳播常數(shù)為正。

3 一維頻掃天線設(shè)計(jì)

基于基片集成波導(dǎo)左右手復(fù)合傳輸線的頻掃漏波天線的整體結(jié)構(gòu)如圖 3所示，該漏波天線由十一個單元結(jié)構(gòu)級聯(lián)而成構(gòu)成周期性漏波結(jié)構(gòu)，基片集成波導(dǎo)與微帶線采用梯形漸變線過渡結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)換，在輸出端口接50歐姆的匹配負(fù)載來吸收端口剩余能量。

漏波天線的回波損耗和插入損耗曲線如圖 4所示，從圖中可以看出，回波損耗在平衡位置附近較大，這是因?yàn)閱卧Y(jié)構(gòu)級聯(lián)以后，單元結(jié)構(gòu)之間的耦合使得平衡點(diǎn)處的匹配變差，其他頻段內(nèi)回波損耗都在-10dB以下，匹配良好。左手頻段小于-15dB， 96%的能量都輻射出去，左手頻段的輻射效率高于右手頻段。右手段S21在-15dB左右，負(fù)載吸收功率小于4%。

不同頻點(diǎn)的天線主E面頻掃方向圖如圖 5所示，幾個典型頻點(diǎn)處主波束方向、半功率波瓣寬度以及增益見表，從圖和表中可以看出，以天線模型中的坐標(biāo)為參考坐標(biāo)，在Phi為0deg的平面，天線的主波束方向Theta在9GHz到11GHz的變化范圍為-25°—32°，在平衡頻率9.7GHz處為側(cè)射方向。平衡頻率和單元結(jié)構(gòu)的平衡頻率吻合。

以上是頻掃漏波天線的仿真模型和仿真結(jié)果，基于基片集成波導(dǎo)左右手復(fù)合傳輸線的頻掃漏波天線的加工實(shí)物圖如圖 6，天線的尺寸為：101.7mm23.5mm， 輸入端口和輸出端口都連接SMA接頭，在輸出端口接50 同軸匹配負(fù)載吸收剩余能

圖6 頻掃漏波天線的加工實(shí)物圖

使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測試天線實(shí)物的回波損耗，仿真結(jié)果和測試結(jié)果對比如圖7，由圖7可看出，與仿真結(jié)果相比，測試結(jié)果向高頻偏移了0.14GHz，而且在平衡位置附近，回波損耗較大。模型中，通孔直徑為0.7mm，縫隙的寬度為0.25mm，加工時這些參數(shù)的微小誤差都會對并聯(lián)和串聯(lián)諧振頻率有影響，從而導(dǎo)致平衡位置的偏移。

平衡位置的偏移也可以從天線不同頻點(diǎn)處的方向圖中體現(xiàn)出來，幾個頻點(diǎn)處的歸一化方向圖如圖 8所示，測試結(jié)果顯示，在Phi為0deg的平面，天線的主波束方向Theta在9GHz到11GHz的變化范圍為-25.45°—30.48°，在平衡頻率9.84GHz處為側(cè)射方向。平衡位置和角度稍有偏移。

4 二維面陣電掃描天線設(shè)計(jì)

二維面陣電掃描天線（圖 9）由三部分組成：移相器有源控制電路、三端口等幅輸出功分器和頻掃漏波天線3元陣（標(biāo)號④）。如圖所示，標(biāo)號①為移相器電平控制電路，標(biāo)號②移相器采用了砷化鎵單片六位數(shù)字移相器，工作在 9-12GHz，移相器的最低有效位是5.625°，最高能提供360°的相位變化，每個移相器有10個電壓控制引腳，不同的高低電平組合能獲得不同的相位變化。

三端口等幅輸出功分器（標(biāo)號③）采用T型結(jié)功分器和四分之一波長變換匹配，保證每個輸出端口的輸出功率幅度相等。本文中仿真了三端口等幅輸出功分器，仿真結(jié)果如圖10所示：回波損耗在-20dB以下，三個輸出端口的功率幅度在-5.8dB左右，輸出效率為80%，輸出端口等幅特性良好。

使用移相器設(shè)置各漏波天線單元的相位差為0°，天線陣的頻掃特性可由三個頻點(diǎn)處天線的XOZ面（Phi=0°）歸一化方向圖看出，如圖 11所示，在9-11GHz頻段內(nèi)，主波束方向在XOZ面從-X方向空間到X方向空間連續(xù)掃描，和單元漏波天線的頻掃特性吻合，頻掃角度見表2。

天線陣的相掃特性可由單個頻點(diǎn)處天線的YOZ面（Phi=90°）歸一化方向圖看出，在組陣方向，使用移相器設(shè)置單元漏波天線之間不同的相位差，可以使主波束方向?qū)崿F(xiàn)不同角度的偏移，當(dāng)相位差分別設(shè)置為0°和90°時，8GHz的輻射方向圖見圖12，相掃角度見表2，相掃角度仿真結(jié)果和計(jì)算結(jié)果吻合。

二維面陣電掃描天線的相頻掃特性還可以從圖13的3D方向圖中看出。圖13是陣元之間相差為-45°時，三個頻點(diǎn)處的天線輻射方向圖。

天線陣不但實(shí)現(xiàn)了頻掃功能，即當(dāng)組陣方向天線相位差為-45°時，不同頻點(diǎn)處的主波束方向不同，由-X向到+X向；而且還實(shí)現(xiàn)了相掃功能，即當(dāng)組陣方向天線相位差為-45°時，不同頻點(diǎn)處的主波束在組陣方向都偏向前向（+Y向），而且偏角相同。用頻率和相移器來控制天線的主射方向，從而實(shí)現(xiàn)二維掃描的功能。

從圖中還可以看出9GHz時天線的增益為15.73dB，9.7GHz時天線的增益為17.44dB，11GHz時天線的增益為17.79dB，天線陣的增益較大。

5 結(jié)束語

本文基于基片集成波導(dǎo)設(shè)計(jì)了工作在9GHz—11GHz的頻掃漏波天線，該頻掃天線能實(shí)現(xiàn)后向空間-25°到前向空間32°的空間掃描，在平衡頻率9.7GHz為側(cè)射方向，天線的實(shí)物測試結(jié)果和仿真結(jié)果基本吻合。將3個頻掃漏波天線組陣，并且在天線陣單元天線之間加入移相器來調(diào)節(jié)單元天線之間的相位差，組成二維面陣電掃描天線。該電掃描天線能在組陣方向?qū)崿F(xiàn)相位掃描，掃描角度由移相器提供的相位差決定，在漏波天線方向?qū)崿F(xiàn)頻率掃描，頻率掃描特性和單個漏波天線類似，掃描角度范圍為-26°—30°，天線實(shí)現(xiàn)了相頻掃的功能。

參考文獻(xiàn)：

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[3] 張光義. 二維電掃三坐標(biāo)雷達(dá)技術(shù)應(yīng)用分析[J]. 現(xiàn)代雷達(dá)， 2006， 27（12）： 1-7.