一組基于可控開(kāi)關(guān)電容的高頻諧振功率變換器*

曾君　孫偉華　劉俊峰

(1.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院， 廣東 廣州 510640； 2.華南理工大學(xué) 自動(dòng)化科學(xué)與工程學(xué)院， 廣東 廣州 510640)

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一組基于可控開(kāi)關(guān)電容的高頻諧振功率變換器*

曾君1孫偉華1劉俊峰2?

(1.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院， 廣東 廣州 510640； 2.華南理工大學(xué) 自動(dòng)化科學(xué)與工程學(xué)院， 廣東 廣州 510640)

變頻控制是諧振功率變換器常用的調(diào)控手段，但是寬范圍變化的工作頻率會(huì)降低磁性元器件的性能且增加設(shè)計(jì)復(fù)雜性.文中提出一組基于可控開(kāi)關(guān)電容(SCC)控制的諧振功率變換器，通過(guò)改變諧振回路的等效電容可以在恒定工作頻率下完成諧振變換器的輸出調(diào)控.對(duì)各種不同SCC拓?fù)溥M(jìn)行了分析比較，論證了所提出SCC結(jié)構(gòu)的優(yōu)越性.然后枚舉了SCC結(jié)構(gòu)在二階和三階諧振變換器中的應(yīng)用，并詳細(xì)分析了一種基于半橋移相控制的SCC-LCL-T型諧振變換器的工作特性.最后，通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出的SCC結(jié)構(gòu)應(yīng)用于諧振變換器拓?fù)涞挠行院涂尚行?

諧振變換器;全波型SCC;移相控制;ZVS軟開(kāi)關(guān);SCC-LCL-T諧振變換器

隨著高頻開(kāi)關(guān)器件的發(fā)展，電力電子裝置逐漸向高頻化、集成化、模塊化發(fā)展.高頻化的功率變換可以有效減小裝置體積，提高功率密度和可靠性，并降低開(kāi)關(guān)噪聲.諧振功率變換器的軟開(kāi)關(guān)特性能夠有效減小開(kāi)關(guān)損耗，使得工作頻率進(jìn)一步地提高，從而適應(yīng)開(kāi)關(guān)高頻化的需求，目前受到了廣泛的關(guān)注[1- 4].變頻控制是諧振變換器常用的調(diào)控方法.在變頻控制的調(diào)節(jié)下，LCC諧振變換器的頻率波動(dòng)高達(dá)75%，大范圍變化的工作頻率將影響電磁干擾性能和降低磁性元器件的效率[5].文獻(xiàn)[6]中提出不對(duì)稱(chēng)準(zhǔn)諧振式半橋變換器，通過(guò)改變占空比來(lái)調(diào)控輸出幅值，該變換器可工作在恒頻狀態(tài)，但是占空比變化范圍在0～0.5之間，且調(diào)控能力有限.文獻(xiàn)[7]中結(jié)合占空比控制與變頻控制提出了一種混合調(diào)制控制策略，其開(kāi)關(guān)頻率范圍縮小到83～124 kHz.考慮到諧振變換器的體積和重量往往由最低開(kāi)關(guān)頻率來(lái)決定，寬范圍的工作頻率波動(dòng)使得高頻化的優(yōu)勢(shì)被削弱，且增加了電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜度.

實(shí)際上，諧振變換器的輸出由其歸一化角頻率ωn(開(kāi)關(guān)角頻率ω/諧振角頻率ω0)來(lái)調(diào)控[8- 10].因此，諧振變換器還可以通過(guò)調(diào)節(jié)其諧振頻率來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出的調(diào)整，從而維持開(kāi)關(guān)頻率的恒定，減少對(duì)磁性元器件的影響.考慮到諧振頻率由諧振電感和諧振電容決定，文獻(xiàn)[11]中提出通過(guò)可控開(kāi)關(guān)電容(SCC)和可控開(kāi)關(guān)電感(SCI)來(lái)改變等效電容和等效電感值，進(jìn)而調(diào)控諧振頻率的方法.由于結(jié)電容的存在，SCC比SCI更適用于高頻應(yīng)用場(chǎng)合.文獻(xiàn)[11]中提出了兩種全波型SCC拓?fù)?，但是其控制精度難以掌握.考慮到SCC拓?fù)涞亩鄻有院蛯?shí)用性，現(xiàn)有的文獻(xiàn)并沒(méi)有對(duì)其進(jìn)行系統(tǒng)的歸納和有效的總結(jié)，文中基于常見(jiàn)的二階和三階諧振功率變換器，總結(jié)了一組集成SCC結(jié)構(gòu)的、定開(kāi)關(guān)頻率控制的、具有高頻輸出能力的諧振變換器拓?fù)?

文中首先分析和比較了現(xiàn)有SCC結(jié)構(gòu)，歸納了各種SCC結(jié)構(gòu)的等效電容大小，并枚舉了可集成SCC結(jié)構(gòu)的二階和三階諧振變換器拓?fù)?；然后分析了一種新型的基于半橋移相控制的新型SCC-LCL-T諧振變換器拓?fù)洌蛔詈笸ㄟ^(guò)仿真和小樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了SCC結(jié)構(gòu)對(duì)諧振變換器的輸出調(diào)控能力及對(duì)外部擾動(dòng)的補(bǔ)償能力.

1　SCC拓?fù)浞治龊捅容^

SCC可分為全波型和半波型.全波型SCC拓?fù)淙鐖D1所示，其中圖1(a)為文獻(xiàn)[12]中提出的應(yīng)用于LLC諧振變換器的SCC拓?fù)?；圖1(b)為文獻(xiàn)[13]中提出的應(yīng)用于LCL諧振變換器的SCC拓?fù)?；圖1(c)和1(d)為文中提出的兩種新型SCC結(jié)構(gòu).

圖1　全波型SCC拓?fù)?/p>

半波型SCC結(jié)構(gòu)如圖2所示，其中圖2(a)為文獻(xiàn)[14]中提出的應(yīng)用于電子鎮(zhèn)流器驅(qū)動(dòng)的SCC拓?fù)?；圖2(b)為文獻(xiàn)[15]中提出的應(yīng)用于LLC諧振

變換器的SCC拓?fù)?歸納而言，全波型SCC結(jié)構(gòu)適用于對(duì)稱(chēng)輸出諧振變換器，而半波型SCC適用于不對(duì)稱(chēng)輸出諧振變換器.常用的SCC控制方式包括PWM控制、移相控制以及移相和PWM混合控制.

圖2　半波型SCC拓?fù)?/p>

對(duì)比圖1、2所示的全波、半波SCC拓?fù)洌氩ㄐ蚐CC結(jié)構(gòu)開(kāi)關(guān)管不是雙向可控開(kāi)關(guān)，會(huì)導(dǎo)致正負(fù)半周期不對(duì)稱(chēng)導(dǎo)通，進(jìn)而使輸出的正負(fù)半波不對(duì)稱(chēng).而全波型SCC拓?fù)湔?fù)半周期開(kāi)關(guān)管對(duì)稱(chēng)導(dǎo)通，不存在偏置問(wèn)題，保證了輸出波形的對(duì)稱(chēng)性.全波型SCC的比較如表1所示.

圖1中拓?fù)鋱D(b)和(d)采用相對(duì)于逆變半橋的移相控制，控制和驅(qū)動(dòng)電路更為簡(jiǎn)單；而圖1中拓?fù)鋱D(a)和(c)中SCC與逆變半橋的控制相互獨(dú)立，因此其控制和驅(qū)動(dòng)電路相對(duì)復(fù)雜；此外，圖1拓?fù)鋱D(a)和(d)中電容數(shù)量降為2個(gè)，降低了成本和體積.4種拓?fù)淦涞刃щ娙萸€如圖3所示，拓?fù)鋱D(a)和(b)調(diào)控范圍為(0.2C,C),拓?fù)鋱D(c)調(diào)控范圍為(C,1.4C),拓?fù)鋱D(d)調(diào)控范圍為(C,1.95C).拓?fù)鋱D(a)、(b)和(d)具有較寬的調(diào)控范圍；拓?fù)鋱D(c)和(d)能以較小的物理電容獲得較大值的等效電容，從而進(jìn)一步減小體積和節(jié)約成本.綜上所述，文中提出的SCC拓?fù)鋱D(d)具有控制簡(jiǎn)單、驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)便、調(diào)控范圍寬的優(yōu)點(diǎn)，且所用電容數(shù)最少.

表1　全波型SCC拓?fù)浔容^

圖3　SCC等效電容變化曲線

2　集成SCC的諧振變換器拓?fù)渑e例

圖4枚舉了集成圖1中SCC拓?fù)鋱D(d)的二階和三階諧振功率變換器拓?fù)?

(a)LC串聯(lián)諧振變換器(b)LC并聯(lián)諧振變換器(c)LLC諧振變換器(d)LCC諧振變換器(e)LCC-T諧振變換器(f)LCL-T諧振變換器

圖4集成SCC的諧振逆變器拓?fù)?/p>

Fig.4Topologies of SCC resonant inverter

圖4(a)、4(b)為二階諧振功率變換器，圖4(c)、4(d)、4(e)、4(f)為三階諧振功率變換器.圖4(a)為集成全波型SCC結(jié)構(gòu)的LC串聯(lián)諧振變換器；圖4(b)為集成全波型SCC結(jié)構(gòu)的LC并聯(lián)諧振變換器；圖4(c)為集成全波型SCC結(jié)構(gòu)的LLC諧振變換器；圖4(d)為集成全波型SCC結(jié)構(gòu)的LCC諧振變換器；圖4(e)為集成全波型SCC結(jié)構(gòu)的LCC-T諧振變換器；圖4(f)為集成全波型SCC結(jié)構(gòu)的LCL-T諧振變換器.下面以圖4(f)為例來(lái)分析提出的諧振功率變換器的輸出特性，并驗(yàn)證SCC結(jié)構(gòu)對(duì)輸出特性的調(diào)控能力.

3　集成全波型SCC結(jié)構(gòu)的LCL-T半橋諧振變換器

集成全波型SCC結(jié)構(gòu)的LCL-T半橋諧振變換拓?fù)淙鐖D5所示，包括半橋前端電路和SCC-LCL結(jié)構(gòu)的后端濾波.其中，半橋電路由電容C和開(kāi)關(guān)S1，S2組成；后端濾波電路主要包括諧振電感Lr、Lk，SCC電容C1、C2(C1=C2=C)和SCC雙向開(kāi)關(guān)S3、S4.半橋電路用于對(duì)直流電壓進(jìn)行斬波，而SCC-LCL型濾波結(jié)構(gòu)對(duì)半橋輸出的方波信號(hào)進(jìn)行濾波來(lái)產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)的正弦輸出，并保證了半橋開(kāi)關(guān)的軟開(kāi)關(guān)條件.

圖5　集成全波SCC的半橋LCL諧振變換器拓?fù)?/p>

采用移相控制的SCC電路的工作周期如圖6所示.圖中:uS1和uS2為半橋驅(qū)動(dòng)信號(hào)，uS3和uS4為SCC開(kāi)關(guān)管S3和S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào),SCC驅(qū)動(dòng)信號(hào)與半橋驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間移相角為α；uceq為SCC上的電壓，iceq為流過(guò)SCC的總電流；ic1為流過(guò)電容C1的電流，uc1為電容C1上電壓；ic2為流過(guò)電容C2的電流，uc2為電容C2上電壓.一個(gè)工作周期可分為6種不同的模態(tài)，對(duì)應(yīng)t0，t1,…,t66個(gè)時(shí)間段，各模態(tài)示意圖如圖7所示.

1)模態(tài)1,[t0-t1]：t0時(shí)刻，S4關(guān)斷，S3導(dǎo)通，此時(shí)ic1為負(fù)，S3反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，ic1=ic；電容C1持續(xù)放電，直到t1時(shí)刻電容C1電壓降至電壓最小值Uceqmin.

2)模態(tài)2,[t1-t2]：t1時(shí)刻，電流ic1過(guò)零由負(fù)轉(zhuǎn)正，MOS管開(kāi)始有電流通過(guò)，電流ic1=ic；電容C1充電，到t2時(shí)刻，電容電壓充電至Uc1t2=Uc2t2=Uc2min.

圖6　SCC工作周期分析

圖7　SCC模態(tài)圖

3)模態(tài)3,[t2-t3]：在t2時(shí)刻，電容C1電壓等于電容C2電壓，即Uc1=Uc2，電容C1繼續(xù)充電Uc1>Uc2，S4的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)管S4兩端電壓被鉗位至零，在此模態(tài)內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管S4的ZVS軟開(kāi)關(guān)；t3時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S3關(guān)斷信號(hào)到來(lái)，電容C1充電至最大電壓Uc1max.

4)模態(tài)4,[t3-t4]：t3時(shí)刻，S4導(dǎo)通，電容C2電流為正，S4反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，MOS管S4沒(méi)有電流通過(guò)，電流ic2=ic；到t4時(shí)刻，電流ic2過(guò)零點(diǎn)由正轉(zhuǎn)負(fù)，電容C2充電至電壓最大值Uceqmax.

5)模態(tài)5,[t4-t5]：t4時(shí)刻，MOS管S4開(kāi)始有電流通過(guò)，電流ic2=ic；電容C2電壓降低，到t5時(shí)刻電壓降至Uc2t5=Uc1t5.

6)模態(tài)6,[t5-t6]：t5時(shí)刻，Uc2=Uc1，電容C2持續(xù)放電，S3反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，S3兩端電壓被鉗位至零，此模態(tài)內(nèi)S3實(shí)現(xiàn)ZVS軟開(kāi)關(guān)；電流ic1=ic2=ic/2，電容C1、C2同時(shí)放電；到t6時(shí)刻，S4關(guān)斷，電容C2放電至最小值Uc2min；S3開(kāi)通，之后重復(fù)[t0-t6]周期.

在模態(tài)3與模態(tài)6，S3與S4的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)管電壓被鉗位至零，因此開(kāi)關(guān)S3和S4可以零電壓開(kāi)通，從而實(shí)現(xiàn)ZVS軟開(kāi)關(guān).

SCC等效電容值與電容一個(gè)周期內(nèi)的電荷量q成正比[16]，可得SCC等效電容為

(1)

忽略諧振變換器中的高次諧波，采用交流分析方法，LCL諧振變換器輸出電流增益H為[9]

(2)

把SCC結(jié)構(gòu)等效電容Ceq公式代入LCL諧振變換器輸出電流增益H的表達(dá)式中，可得相對(duì)于移相角α的輸出電流增益H的曲線H(α),如圖8所示.

圖8　變換器的電流增益曲線H(α)

從圖8可以看到,移相角α可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電流增益單調(diào)平滑的控制，輸出電流增益的變化范圍為[0.77,1.56].實(shí)際系統(tǒng)中的參數(shù)差異和外界擾動(dòng)使得諧振變換器輸出波動(dòng)；其次，輸入的變化也使得變換器輸出偏離穩(wěn)定狀態(tài).隨著SCC結(jié)構(gòu)的引入，可以通過(guò)移相角α的控制來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)增益H的調(diào)控，元件公差和參數(shù)誤差及輸入波動(dòng)等都可以經(jīng)過(guò)適當(dāng)移相角α的調(diào)節(jié)來(lái)得到補(bǔ)償.

4　仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1電路參數(shù)設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)集成SCC結(jié)構(gòu)的半橋LCL-T諧振變換器樣機(jī)，其具體參數(shù)如下：輸入電壓uin=35 V，負(fù)載20 Ω，諧振點(diǎn)的開(kāi)關(guān)頻率fs=30 kHz.通過(guò)與仿真結(jié)果分析，原型電路中的品質(zhì)因數(shù)Q=1.06.

(3)

式中，f為諧振頻率，Lr為諧振電感值，Cr為諧振電容值，Rload為負(fù)載阻抗，Zn為特征阻抗.

為了保證SCC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)調(diào)控的裕量，可使工作范圍內(nèi)的移相角α在70°～120°之間，再由等效電容Ceq的計(jì)算以及電容規(guī)格上的考慮，對(duì)SCC結(jié)構(gòu)的電容C進(jìn)行合適的選型.

(4)

取電感Lk=109μH，使得電感比值略大于1，確保逆變半橋的ZVS軟開(kāi)關(guān)；SCC結(jié)構(gòu)的電容選取為C1=C2=220nF.

4.2仿真分析

通過(guò)PSIM進(jìn)行仿真驗(yàn)證，不同移相角控制下諧振變換器各部分驅(qū)動(dòng)與輸出波形如圖9、10所示.圖中波形從上到下分別為：驅(qū)動(dòng)信號(hào)uS1和uS3、uS2和uS4,半橋逆變輸出電流iLr,SCC結(jié)構(gòu)中的S3開(kāi)關(guān)管電流ic1,SCC結(jié)構(gòu)中的S3開(kāi)關(guān)管兩端電壓umos3,以及輸出電流iout.

由仿真可得：

(1) 不同移相角α可以對(duì)諧振變換器輸出電流iout實(shí)現(xiàn)[0.8～1.6]A范圍內(nèi)單調(diào)平滑的調(diào)節(jié).從而驗(yàn)證了SCC結(jié)構(gòu)對(duì)于諧振功率變換器輸出調(diào)控的連續(xù)性和有效性.

圖9　移相角α=45°時(shí)的仿真波形

圖10　移相角α=165°時(shí)的仿真波形

(2)半橋輸出電壓波形超前于半橋輸出電流波形iLr，從而實(shí)現(xiàn)半橋開(kāi)關(guān)的ZVS條件.

(3)從uS3和umos3波形可以看出，在SCC驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來(lái)時(shí)，開(kāi)關(guān)管反接二極管導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)管電壓鉗位至零，從而實(shí)現(xiàn)SCC開(kāi)關(guān)管的ZVS條件.

4.3樣機(jī)實(shí)驗(yàn)分析

為了驗(yàn)證所提出SCC-LCL-T諧振變換器的可行性，設(shè)計(jì)了一臺(tái)小功率樣機(jī).樣機(jī)參數(shù)與上述仿真參數(shù)一致，其中功率開(kāi)關(guān)器件為IRF540.圖11為移相角α=60°時(shí)的工作波形；圖12為移相角α=90°時(shí)的工作波形；圖13為移相角α=162°時(shí)的工作波形.uS1為半橋開(kāi)關(guān)管S1驅(qū)動(dòng)信號(hào)，uS3為SCC開(kāi)關(guān)管S3驅(qū)動(dòng)信號(hào)，umos3為SCC開(kāi)關(guān)管S3兩端電壓，iout為輸出電流，iLr為半橋輸出電流，uout為輸出電壓.

從圖11、12和13可以看到，實(shí)驗(yàn)波形與仿真分析一致，控制移相角α可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出正弦電流幅值的[0.85～1.50]A范圍內(nèi)可控，也可實(shí)現(xiàn)逆變半橋開(kāi)關(guān)和SCC開(kāi)關(guān)的ZVS軟開(kāi)關(guān).移相角α較小或者較大時(shí)，等效電容Ceq偏離諧振工作點(diǎn)處的諧振電容值，諧波增多使得輸出波形略微畸變.

圖11　移相角α=60°時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.11　Experimental waveforms when phase-shift angle α=60°

圖12　移相角α=90°時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形

圖13　移相角α=162°時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.13　Experimental waveforms when phase-shift angle α=162°

圖14為負(fù)載Rload=20 Ω時(shí)，不同移相角α下測(cè)得的變換器效率曲線.在移相角α=90°附近效率達(dá)到最高接近94%，此時(shí)SCC等效電容值在最佳諧振工作點(diǎn)附近，效率比較高.而在遠(yuǎn)離α=90°時(shí)，偏離諧振工作點(diǎn)，諧波增多，從而使得效率有所下降，最低效率在85%左右.

圖14　實(shí)驗(yàn)效率曲線

當(dāng)輸入電壓為35 V，諧振變換器輸出電流幅值為1.2A.模擬外界輸入擾動(dòng)，分別調(diào)節(jié)直流輸入電壓為32 V和38 V，通過(guò)移相角α的調(diào)控來(lái)補(bǔ)償外界輸入的擾動(dòng).圖15(a)驗(yàn)證了在輸入電壓為32 V時(shí)，通過(guò)增大α可使輸出電流幅值保持為1.2A不變；在輸入電壓為38 V時(shí)，可通過(guò)減小α使得輸出電流幅值維持穩(wěn)定，如圖15(b)所示.這進(jìn)一步驗(yàn)證了SCC拓?fù)淇梢詫?duì)外部擾動(dòng)進(jìn)行有效補(bǔ)償，維持輸出的穩(wěn)定.

圖15　改變輸入電壓下的穩(wěn)態(tài)輸出

5　結(jié)論

文中歸納總結(jié)了集成SCC結(jié)構(gòu)諧振變換器的拓?fù)浜驼{(diào)控方法，詳細(xì)比較了半波型、全波型SCC拓?fù)涞恼{(diào)控性能、控制方式以及應(yīng)用成本等，并提出兩種新型的全波型SCC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其具有所需元件數(shù)量少、控制簡(jiǎn)單、驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)便利的優(yōu)點(diǎn)，具有實(shí)用性和應(yīng)用優(yōu)勢(shì).進(jìn)一步，對(duì)提出的基于移相控制的新型SCC-LCL-T諧振變換器拓?fù)溥M(jìn)行了詳細(xì)分析、PSIM仿真以及小功率樣機(jī)試驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)果證明SCC結(jié)構(gòu)使得諧振變換器輸出電流增益在[0.77,1.56]范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)；可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)半橋開(kāi)關(guān)和SCC開(kāi)關(guān)管的ZVS軟開(kāi)關(guān)，最高效率可以接近94%；對(duì)于±10%的外界輸入擾動(dòng)，通過(guò)移相角α的調(diào)節(jié)和補(bǔ)償可以維持諧振變換器的輸出恒定.有效驗(yàn)證了SCC結(jié)構(gòu)用于諧振變換器輸出調(diào)控的可行性和有效性.

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Supported by the National Natural Science Foundation of China(61573155)

A Set of High-Frequency Resonant Converters with Switch-Controlled Capacitor

ZENGJun1SUNWei-hua1LIUJun-feng2

(1.School of Electric Power, South China University of Technology, Guangzhou 510640, Guangdong, China;2. School of Automation Science and Engineering, South China University of Technology,Guangzhou 510640, Guangdong, China)

At present, the most effective control of resonant converters is the frequency modulation, but the wide variation range of working frequencies can reduce the performance of magnetic components and increase the design complexity. In this paper, a set of resonant converters based on controllable switched capacitors (SCC) is proposed, which can effectively control the output of resonant converters at a constant frequency by adjusting the equi-valent capacitance of resonant tanks. The superiority of the proposed SCC structure is demonstrated by analyzing and comparing different SCC topologies. Then, second-order and third-order resonant converters are combined with the proposed SCC structure, and the characteristic of a new SCC-LCL-T resonant converter topology based on the half-bridge phase-shift control is discussed in detail. Finally, the feasibility and effectiveness of the proposed SCC structure are verified by simulation and experiments.

resonant converter; full-wave SCC; phase shift control; ZVS soft switch; SCC-LCL-T resonant converter

2016- 02- 21

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61573155)；華南理工大學(xué)中央高校基本科研業(yè)務(wù)費(fèi)重點(diǎn)資助項(xiàng)目(2015ZZ097)；華南理工大學(xué)中央高校基本科研業(yè)務(wù)費(fèi)面上項(xiàng)目(2015ZM008)

曾君(1979-)，女，副教授，主要從事電力電子、分布式發(fā)電的能量管理和智能控制等的研究.E-mail：junzeng@scut.edu.cn

劉俊峰(1978-)，男，副教授，主要從事電力電子的控制應(yīng)用、非線性控制、高頻配電系統(tǒng)等的研究.E-mail：aujfliu@scut.edu.cn

1000- 565X(2016)08- 0018- 08

TM 13

10.3969/j.issn.1000-565X.2016.08.004