基于準(zhǔn)比例諧振的VIENNA整流器中點(diǎn)電位平衡策略

王倩，同向前，張皓，黨超亮

（西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西 西安 710048）

基于準(zhǔn)比例諧振的VIENNA整流器中點(diǎn)電位平衡策略

王倩，同向前，張皓，黨超亮

（西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西 西安 710048）

傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制由于相位誤差的存在難以實(shí)現(xiàn)交流量的零靜差跟蹤，同時(shí)dq解耦控制策略往往又需多次坐標(biāo)變換，不利于數(shù)字實(shí)現(xiàn)。基于此，將準(zhǔn)比例諧振控制器（QPR）引入VIENNA整流器的控制系統(tǒng)，同時(shí)針對(duì)直流側(cè)電壓不平衡問題，提出一種基于QPR控制器的直流側(cè)電壓中點(diǎn)平衡控制策略，進(jìn)一步改善網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量，提升整機(jī)效率。為驗(yàn)證文中策略的正確性，構(gòu)建了基于QPR控制的VIENNA整流系統(tǒng)完整的仿真模型與實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，結(jié)果表明該控制策略可有效改善直流側(cè)均壓并有效抑制網(wǎng)側(cè)電流諧波影響，動(dòng)靜態(tài)性能優(yōu)良。

VIENNA整流器；準(zhǔn)比例諧振控制；PI控制；中點(diǎn)電位平衡

相比傳統(tǒng)的-48 V低壓直流供電和交流UPS而言，高壓直流供電方式由于可靠性高，功耗低，效率高等優(yōu)勢(shì)受到普遍關(guān)注。作為高壓直流供電系統(tǒng)的核心設(shè)備，基于功率MOSFET器件和高頻PWM技術(shù)的電壓源整流器以其優(yōu)良的電網(wǎng)接口特性得到廣泛應(yīng)用。其中VIENNA整流器，因其可控開關(guān)器件少、器件電壓應(yīng)力低、無橋臂直通獲得了廣泛應(yīng)用。

文獻(xiàn)［1］研究了基于平均電流的雙閉環(huán)PI控制，然而采用傳統(tǒng)PI控制難以完全實(shí)現(xiàn)零靜差跟蹤，此外文中涉及利用疊加直流偏移量的方式調(diào)節(jié)中點(diǎn)電位，其偏移參數(shù)的選取往往較大程度依賴于工程經(jīng)驗(yàn)，不利工程應(yīng)用；文獻(xiàn)［2］構(gòu)建了基于SVPWM簡(jiǎn)化算法的VIENNA整流系統(tǒng)，由于需多次坐標(biāo)變換，不利于數(shù)字實(shí)現(xiàn)；文獻(xiàn)［3］對(duì)滯環(huán)電流控制和平均電流控制下VIENNA整流器進(jìn)行了定量分析，然而控制性能較大程度上依賴于環(huán)寬的設(shè)置，對(duì)于實(shí)際應(yīng)用具有一定的局限性。

綜上可以看到，傳統(tǒng)控制策略在控制性能上均存在一定的不足，缺乏較為全面的理論與可靠性分析。文中在詳細(xì)分析VIENNA整流器數(shù)學(xué)模型的基礎(chǔ)上，針對(duì)VIENNA整流系統(tǒng)直流側(cè)電壓不平衡問題及網(wǎng)側(cè)電壓諧波污染，提出并采用了一種新型的基于PR控制的VIENNA整流器雙閉環(huán)控制策略與中點(diǎn)電位平衡控制。給出了詳細(xì)的理論推導(dǎo)與實(shí)現(xiàn)方案設(shè)計(jì)，構(gòu)建了完整的仿真模型與實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：文中提出并采用的控制策略可有效平衡中點(diǎn)電位。

1　VIENNA整流器的數(shù)學(xué)模型

圖1為三相VIENNA整流器主電路拓?fù)鋱D。其中，ua，ub，uc為電網(wǎng)電壓；ia，ib，ic為網(wǎng)側(cè)電流；La，Lb，Lc為抑制高次諧波的升壓電感；C1，C2為濾波電容；可有效降低直流電壓紋波；D1～D6為升壓二極管；Sa1，Sa2，Sb1，Sb2，Sc1，Sc2為開關(guān)管MOSFET；R1和R2為直流側(cè)負(fù)載。

圖1　VIENNA整流器主電路拓?fù)銯ig.1　The main circuit topology of VIENNA rectifier

為方便理論分析，假設(shè)所有功率開關(guān)均為理想器件，開關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于基波頻率［4］。假設(shè)Si（i=A，B，C）為第i相的開關(guān)函數(shù)，則各相開關(guān)狀態(tài)可表示為

根據(jù)圖1所示電路，VIENNA整流器可由下面的等式來描述：

假設(shè)三相電壓平衡，且輸入功率因數(shù)為1，得：

于是：

式（2）～（4）中：uAN，uBN，uCN分別為交流輸入端對(duì)交流電源中性點(diǎn)N的電壓；uAM，uBM，uCM分別為三相橋臂交流輸入端對(duì)輸出中點(diǎn)M的電壓；uNM為中點(diǎn)M對(duì)中性點(diǎn)N的電壓。

又對(duì)于直流正母線節(jié)點(diǎn)p，有：

對(duì)于直流負(fù)母線節(jié)點(diǎn)n有：

對(duì)于直流側(cè)回路有：

由式（2）～式（7）可得VIENNA整流器在abc自然坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

2　VIENNA整流系統(tǒng)控制策略

文中設(shè)計(jì)采用的控制系統(tǒng)框圖如圖2所示。直流電壓環(huán)控制采用PI調(diào)節(jié)器，控制正負(fù)母線間輸出的總直流電壓大小，電壓外環(huán)輸出乘以單位正弦矢量作為網(wǎng)側(cè)電流的參考信號(hào)；電流內(nèi)環(huán)引入QPR控制器，實(shí)現(xiàn)對(duì)三相電流波形的零靜差跟蹤；中點(diǎn)電位補(bǔ)償環(huán)節(jié)根據(jù)直流電壓脈動(dòng)頻率引入相應(yīng)諧振頻率的QPR控制器，利用調(diào)節(jié)三相電流參考值從而平衡中點(diǎn)電位。

圖2　基于QPR控制器的雙閉環(huán)控制框圖Fig.2　Diagram of double loop control based on QPR controller

2.1基于QPR控制器的網(wǎng)側(cè)電流控制

PR是作為內(nèi)?？刂频囊环N［5-6］。當(dāng)給定信號(hào)為直流信號(hào)時(shí)，控制器只需1個(gè)積分器1/s就可實(shí)現(xiàn)無穩(wěn)態(tài)誤差；而當(dāng)給定信號(hào)為某一頻率ω0的周期信號(hào)Asin（ω0t+φ）時(shí)，積分器的引入并不能完全消除穩(wěn)態(tài)誤差［7］。為此，控制器需含有s/（s2+ω03）或ωcs/（s2+2ω0s+ω02）的模型，才能保證被控信號(hào)的頻率和形狀不變，從而實(shí)現(xiàn)零靜差跟蹤。

PR控制器由比例環(huán)節(jié)和廣義積分環(huán)節(jié)組成，其傳遞函數(shù)GPR（s）為

式中：Kp，Kr分別為比例環(huán)節(jié)和積分環(huán)節(jié)的系數(shù)。當(dāng)輸入信號(hào)的頻率為ω0時(shí)，傳遞函數(shù)增益無窮大，實(shí)現(xiàn)對(duì)交流輸入信號(hào)的零靜差跟蹤。

由于比例諧振控制器只在諧振頻率處增益很大，在非諧振頻率處增益衰減很快。若電網(wǎng)頻率發(fā)生偏移，增益將明顯下降。

為增大諧振頻率附近增益，提高抗擾性能，文中采用的準(zhǔn)比例諧振（QPR）控制［8］表達(dá)式為

式中：ω0為諧振頻率；ωc為截止頻率。

在諧振點(diǎn)處增益為（Kp+Kr）［9］。

圖3為諧振頻率為314 rad/s時(shí)，QPR控制器波特圖。可以看到，QPR控制器既能保持PR控制高增益的優(yōu)點(diǎn)，又增大了帶寬，減小由電網(wǎng)頻率偏移帶來的影響。

圖3　QPR控制器波特圖Fig.3　Bode plot of QPR controller

根據(jù)式（8）數(shù)學(xué)方程可得其電流內(nèi)環(huán)控制簡(jiǎn)圖如圖4所示。

圖4　基于QPR控制器的電流環(huán)系統(tǒng)圖Fig.4　System diagram of current loop based on QPR controller

如圖4所示，電流內(nèi)環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

式中：R為電感等效內(nèi)阻；ωc為系統(tǒng)頻率帶寬。考慮電網(wǎng)基波頻率最大可能波動(dòng)在（50±0.5）Hz，所以ωc≥2π。

2.2基于QPR控制器的中點(diǎn)電位平衡控制

直流側(cè)輸出電容由于特性誤差、負(fù)載不平衡等因素都可能導(dǎo)致中點(diǎn)電位不平衡。中點(diǎn)電位不平衡的存在容易引起電容或功率器件的電壓應(yīng)力增大，甚至導(dǎo)致功率器件及直流側(cè)電容的損壞［10］，因此中點(diǎn)均壓具有重要研究意義。

由式（8）可看出，電容兩端的電壓與三相電流及其開關(guān)管狀態(tài)有關(guān)，通過改變開關(guān)管的狀態(tài)，即可實(shí)現(xiàn)對(duì)中點(diǎn)電流iM的控制，從而改變電容兩端的電壓。

已有的研究表明，穩(wěn)態(tài)時(shí)，電容兩端電壓總在給定值附近以一個(gè)固定頻率 f彼此向相反趨勢(shì)脈動(dòng)。故2個(gè)直流電壓之差ΔUdc是一個(gè)頻率為 f的交流量。故可引入準(zhǔn)比例諧振控制器（QPR）對(duì)此交流量進(jìn)行跟蹤，并通過反饋直至中點(diǎn)電位誤差很小且達(dá)到穩(wěn)定，諧振頻率ω0設(shè)為2πf。文中設(shè)計(jì)的控制方案見圖5。

圖5　中點(diǎn)電壓平衡控制框圖Fig.5　Diagram of neutral point voltage balance control

當(dāng)Kp越大時(shí)，比例增益也越大，當(dāng)Kp增大到一定程度時(shí)，增益值會(huì)達(dá)到一條直線，呈飽和狀態(tài)。Kr可以減小穩(wěn)態(tài)誤差，但對(duì)帶寬會(huì)造成影響。ωc越大，帶寬越大，ωc對(duì)諧振頻率處的增益沒有影響，可以根據(jù)中點(diǎn)電壓所允許的頻率偏差來進(jìn)行調(diào)整。

為了保證離散化后的諧振頻率保持不變，采用預(yù)修正的雙線性變換：

中點(diǎn)電位補(bǔ)償量為

式中：ω為需要修正的諧振頻率；Ts為采樣周期。將式（14）代入式（10）進(jìn)行準(zhǔn)比例諧振控制器的離散，得傳遞函數(shù)如下：

其中

由式（15）得到QPR控制器在數(shù)字信號(hào)處理器DSP可以實(shí)現(xiàn)的差分方程為

式中：e（k）為中點(diǎn)電壓誤差信號(hào)；u（k）為QPR控制器輸出信號(hào)。

3　仿真與實(shí)驗(yàn)分析

基于上述理論分析，構(gòu)建了引入中點(diǎn)平衡策略的VIENNA整流器PR控制完整的仿真模型。文中涉及的系統(tǒng)參數(shù)為三相輸入電壓380V/50Hz，輸出額定功率5.8 kW，三相輸入電感2.5 mH，輸出濾波電容540 μF，輸出直流電壓±400 V，開關(guān)頻率20 kHz。

圖6為穩(wěn)態(tài)額定負(fù)載下，分別采用傳統(tǒng)的雙閉環(huán)PI控制和采用基于QPR控制器的雙閉環(huán)控制時(shí)A相電流波形。

圖6　傳統(tǒng)PI控制和QPR控制下A相電流波形Fig.6　Waveforms of A phase current based on traditional PI and QPR control

圖7為分別采用傳統(tǒng)的疊加直流偏移量和基于QPR控制器進(jìn)行中點(diǎn)電位平衡控制時(shí)正負(fù)母線電壓波形。前者波動(dòng)率為1.25%。后者波動(dòng)率為0.03%。

圖7　傳統(tǒng)PI控制和QPR控制下中點(diǎn)電壓波形Fig.7　Waveforms of neutral point voltage based on traditional PI and QPR control

為驗(yàn)證系統(tǒng)的中點(diǎn)電位平衡性能，將正負(fù)母線的負(fù)載分別設(shè)為50 Ω和40 Ω。此時(shí)，若未加中點(diǎn)電壓平衡控制，如圖8前半段所示，中點(diǎn)電壓偏差約96 V。0.5 s加入中點(diǎn)電壓平衡控制后，中點(diǎn)電壓偏差約0.06 V，驗(yàn)證了文中中點(diǎn)平衡控制的有效性。

圖8　引入中點(diǎn)電壓平衡控制前后電壓波形Fig.8　Waveforms of neutral point voltage before and after neutral point voltage balance control

如圖9所示，將整流器負(fù)載由額定110 Ω突變至220 Ω時(shí)，系統(tǒng)經(jīng)過一個(gè)半周波即達(dá)到穩(wěn)定?？梢姡谪?fù)載擾動(dòng)時(shí)擾動(dòng)抑制能力良好，直流輸出電壓波動(dòng)較小，具有較好的魯棒性。

圖9　負(fù)載突變前后系統(tǒng)輸出波形Fig.9　Waveforms before and after load mutation

為進(jìn)一步驗(yàn)證文中策略的有效性，在上述仿真分析的基礎(chǔ)上，構(gòu)建了1臺(tái)VIENNA整流器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)參數(shù)：直流側(cè)給定為DC±100 V，輸入電壓AC100 V（實(shí)驗(yàn)中使用三相調(diào)壓器模擬電網(wǎng)電壓），其余參數(shù)與仿真保持一致。其中圖10為穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，A相輸入電壓、電流及直流側(cè)輸出波形，如圖10所示，電壓電流保持同相位，控制效果良好；圖11為上下電容負(fù)載不平衡時(shí)，引入QPR中點(diǎn)平衡策略時(shí)，直流側(cè)電容輸出電壓波形，結(jié)果表明采用文中控制策略可有效平衡直流輸出電壓，動(dòng)態(tài)性能良好。

圖10　A相輸入電壓、電流波形Fig.10　Voltage and current waveforms of A phase

圖11　引入中點(diǎn)平衡策略，直流電壓輸出波形Fig11　Waveform of DC output with midpoint balance strategy

圖12為當(dāng)負(fù)載突降30 Ω時(shí)，A相輸入電壓、電流波形?？梢悦黠@看到，當(dāng)負(fù)載突變，電壓、電流依然保持同相位，直流輸出電壓平滑。

圖12　負(fù)載突變時(shí)，A相輸入電流、電壓波形Fig.12　Input current and voltage waveforms of A phase while the load mutation

4　結(jié)論

針對(duì)VIENNA整流器的中點(diǎn)電位不平衡問題和網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量，提出基于QPR控制器的中點(diǎn)電位平衡策略和三相獨(dú)立雙閉環(huán)控制策略，仿真結(jié)果表明：采用文中控制策略有效降低了網(wǎng)側(cè)電流波形畸變率，提高了網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量；同時(shí)抑制甚至消除了由于直流負(fù)載不平衡等因素引起的中點(diǎn)電位不平衡問題。

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Strategy of Neutral Point Potential Balancing for VIENNA Rectifier Based on Quasi Proportional Resonant Control

WANG Qian，TONG Xiangqian，ZHANG Hao，DANG Chaoliang
（School of Automation and Information Engineering，Xi'an University of Technology，Xi'an 710048，Shaanxi，China）

Due to the phase error，the traditional PI controller cannot achieve the zero static error of alternating current.Moreover，the strategy of dq decoupling control is not conducive to the digital implementation and multiple coordinate transformations will be inevitable.The quasi proportional resonant controller（QPR）was introduced to the control system of VIENNA rectifier.Aiming at the imbalance of DC side voltage，a kind of control strategy for neutral point balance at DC side voltage based on QPR controller was proposed which improved the current quality and the efficiency of machine.In order to verify the correctness of the method，a complete simulation model and prototype under QPR control was built.Both the simulation and experiment results show that the strategy with good performance of dynamic and static can effectively improve the balance of DC side voltage and limit the impact of current harmonics.

VIENNA rectifier；quasi proportional resonant control；proportional integral control；neutral point voltage balance

TM464

A

2015-06-09

修改稿日期：2016-05-03

陜西省重點(diǎn)學(xué)科建設(shè)專項(xiàng)基金（5X1301）；高等學(xué)校博士學(xué)科點(diǎn)專項(xiàng)科研基金（20126118110009）

王倩（1990-），女，碩士研究生，Email：616823703@qq.com