一種基于同步整流的二次側(cè)同步調(diào)壓控制電路

馬濤，王衛(wèi)國(guó)，孟淵

（蘭州空間技術(shù)物理研究所 甘肅 蘭州730010）

一種基于同步整流的二次側(cè)同步調(diào)壓控制電路

馬濤，王衛(wèi)國(guó)，孟淵

（蘭州空間技術(shù)物理研究所 甘肅 蘭州730010）

為了滿足多路輸出變換器的低壓大電流需求，充分調(diào)研了國(guó)內(nèi)外DC-DC變換器的二次側(cè)調(diào)整技術(shù)，基于同步整流技術(shù)，提出了一種利用普通PWM控制芯片實(shí)現(xiàn)的二次側(cè)調(diào)壓控制電路。本文論述了二次側(cè)調(diào)壓電路拓?fù)?，分析了控制電路的同步?shí)現(xiàn)原理，對(duì)驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行了設(shè)計(jì)，并使用Saber仿真軟件對(duì)控制電路進(jìn)行了仿真分析，最后通過單端正激變換器對(duì)控制電路進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了此控制電路設(shè)計(jì)的可行性。

同步整流；二次側(cè)調(diào)壓；控制電路；低壓大電流

高速數(shù)字處理系統(tǒng)的應(yīng)用越來越成熟，低壓大電流負(fù)載的應(yīng)用越來越普遍。對(duì)于多電壓供電的設(shè)備，最實(shí)用最經(jīng)濟(jì)的方法就是采用多路輸出的電源供電。多路輸出變換器中，現(xiàn)在多采用主路實(shí)現(xiàn)精確調(diào)壓，輔路進(jìn)行后級(jí)調(diào)整的穩(wěn)壓方案。

目前后級(jí)調(diào)整技術(shù)中多采用磁放大器控制方式，加權(quán)反饋控制方式，二級(jí)拓?fù)淇刂品绞剑€性穩(wěn)壓控制方式。磁放大器參數(shù)的一致性不能保證，并且存在交叉調(diào)整的問題，加權(quán)控制方式控制電路繁瑣，加權(quán)因子設(shè)計(jì)復(fù)雜，二級(jí)拓?fù)淇刂品绞绞拐麄€(gè)電路效率降低，同時(shí)電路元器件增多，電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，增加成本的同時(shí)還會(huì)對(duì)前一級(jí)電路產(chǎn)生干擾，線性穩(wěn)壓器控制方式采用的LDO在低壓大電流的情況下?lián)p耗嚴(yán)重，整機(jī)效率降低［1］。

為了滿足多路低壓大電流負(fù)載的要求，在調(diào)研了TI公司二次側(cè)穩(wěn)壓技術(shù)［2］的基礎(chǔ)上，結(jié)合同步整流技術(shù)，提出了一種結(jié)合同步整流與傳統(tǒng)二次側(cè)調(diào)整技術(shù)優(yōu)點(diǎn)的二級(jí)調(diào)整電路。使用Saber仿真軟件對(duì)此控制電路進(jìn)行仿真分析。使用NE555芯片和普通的PWM控制芯片搭建了一個(gè)輸入為28 V，輸出為5 V/4 A的單端正激變換器實(shí)際電路進(jìn)行了試驗(yàn)，驗(yàn)證了此控制調(diào)整方案的可行性。

1　電路結(jié)構(gòu)拓?fù)?/h2>

普通的本次設(shè)計(jì)采用類似于中間母線式架構(gòu)的電路拓?fù)?，在電路前?jí)只將輸入電壓逆變?yōu)榕c變換器主頻相同頻率的固定占空比的交流信號(hào)，而不對(duì)其占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)控制。逆變后電平的占空比可根據(jù)實(shí)際需要進(jìn)行設(shè)置，以利于在二次側(cè)調(diào)壓時(shí)提供足夠的可調(diào)節(jié)范圍。二次側(cè)在結(jié)合了同步整流降低導(dǎo)通損耗的基本優(yōu)點(diǎn)的基礎(chǔ)上，對(duì)主變壓器輸出交流電平利用同步整流開關(guān)器件進(jìn)行主動(dòng)的占空比調(diào)節(jié)。從而可以合并二次側(cè)拓?fù)湫枰恼?、調(diào)寬兩部分電路為帶調(diào)寬功能的整流器，最終使得提出的拓?fù)湎鄬?duì)二次調(diào)壓拓?fù)淇梢垣@得更高的效率以及更簡(jiǎn)潔的電路，最后本拓?fù)淙耘f可兼容通用的輸出濾波電路從而得到穩(wěn)定的輸出電壓。此二次側(cè)穩(wěn)壓電路結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

圖1　二次側(cè)穩(wěn)壓電路結(jié)構(gòu)框圖

采用此種電路拓?fù)洌紫榷嗦份敵鲋忻恳宦范寄苄纬砷]環(huán)，輸出的電壓穩(wěn)定度高，其次使用同步整流器，在低壓大電流負(fù)載的要求下能夠有效得降低整流過程中的電路損耗，提高電源效率，再次，電路中的每一路的工作頻率都跟前級(jí)開關(guān)管的開關(guān)頻率一致，整個(gè)電路工作在一個(gè)頻率點(diǎn)上，對(duì)輸出濾波器的要求低，在EMI方面表現(xiàn)更加優(yōu)異，同時(shí)由于每一路都是單獨(dú)控制，每一路都是獨(dú)立閉環(huán)，每一路之間彼此隔離，不存在明顯的耦合關(guān)系，交叉調(diào)整率會(huì)很低。這種拓?fù)渲械淖儔浩饕子跇?biāo)準(zhǔn)化，更加容易進(jìn)行更多路數(shù)的拓展，能進(jìn)一步減小電源體積，提高功率密度。

此拓?fù)淠苓m用于現(xiàn)在通用的正激變換器，半橋和全橋變換器等電壓饋電型電路拓?fù)?，?duì)主電路拓?fù)涞囊蟮?，從而更加適用于電路的拓展。

2　拓?fù)湓矸治?/h2>

本次設(shè)計(jì)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重點(diǎn)難點(diǎn)在于二次側(cè)調(diào)壓的控制電路上，二次側(cè)用于調(diào)壓的同步整流器的時(shí)序如何與變壓器前級(jí)的開關(guān)管的時(shí)序?qū)崿F(xiàn)同步是本次設(shè)計(jì)最重要的部分。下面就基于一個(gè)單輸入單輸出的正激變換器來對(duì)本次設(shè)計(jì)進(jìn)行分析說明。電路結(jié)構(gòu)示意圖如圖2所示。

圖2　二次側(cè)調(diào)壓電路結(jié)構(gòu)示意圖

輸入直流電平在經(jīng)過開關(guān)管Q1后變化為方波電平并通過變壓器T1轉(zhuǎn)換為加到SR2漏極與SR1漏極中間的占空比固定的交流方波。SR1與SR2開關(guān)管按一定的時(shí)序順序開啟關(guān)斷完成同步整流與調(diào)節(jié)占空比的功能。電感L1和電容C1組成輸出濾波器并最終輸出所需的直流電平信號(hào)。二級(jí)管D1在開關(guān)管Q1關(guān)斷時(shí)對(duì)變壓器T1進(jìn)行磁復(fù)位。

脈沖發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)固定占空比的脈沖方波來驅(qū)動(dòng)變壓器前級(jí)開關(guān)管Q1。與此同時(shí)，脈沖發(fā)生器輸出同步信號(hào)Syn 對(duì)PWM控制電路進(jìn)行同步。同步的目的是將SR1、SR2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和Q1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行匹配來實(shí)現(xiàn)合理的時(shí)序。針對(duì)二次側(cè)調(diào)壓控制方式有2種，一種是控制脈寬前沿，一種是控制脈寬后沿［3］，此次采用控制脈寬后延的方式來實(shí)現(xiàn)調(diào)壓。二次側(cè)PWM控制器的控制原理為將SR1開關(guān)信號(hào)的上升沿與前級(jí)開關(guān)管Q1的上升沿同步，使得二者同時(shí)開啟。而后，通過PWM內(nèi)部的誤差放大器和脈寬調(diào)制器來調(diào)節(jié)變壓器T1輸出的方波電平的下降時(shí)間，來實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)輸出電壓的功能。然后再通過輸出濾波電路得到穩(wěn)定的輸出直流電壓。電路主要時(shí)序圖如圖3所示。

圖3　電路主要時(shí)序圖

脈沖發(fā)生器產(chǎn)生固定占空比的方波信號(hào)時(shí)，變壓器前級(jí)開關(guān)管Q1打開，變壓器T1副邊產(chǎn)生一個(gè)和脈沖發(fā)生器脈沖占空比相同的交流方波信號(hào)，通過控制電路中的同步信號(hào)Syn，PWM芯片也產(chǎn)生一個(gè)上升沿和變壓器副邊交流信號(hào)上升沿同步的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，將輸出電壓經(jīng)過采樣之后通過PWM芯片的誤差放大器產(chǎn)生的電壓誤差放大信號(hào)Vea和鋸齒波Vt進(jìn)行比較來調(diào)節(jié)PWM輸出的下降沿，達(dá)到脈寬調(diào)制的目的，從而得到穩(wěn)定的輸出電壓。為了驗(yàn)證此控制電路的可行性，此次設(shè)計(jì)的思路為主電路采用單端正激變換拓?fù)?，次?jí)采用同步整流的元器件，一次側(cè)采用NE555多諧振蕩器對(duì)主開關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，經(jīng)過變壓器產(chǎn)生一個(gè)固定占空比的方波信號(hào)，二次側(cè)采用UC1843對(duì)同步整流的MOSFET進(jìn)行調(diào)壓穩(wěn)壓控制，通過驅(qū)動(dòng)芯片進(jìn)行外部驅(qū)動(dòng)。

3　脈沖發(fā)生器的設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)采用NE555定時(shí)器和外圍電路構(gòu)成多諧振蕩器作為產(chǎn)生固定占空比的脈沖發(fā)生器。555定時(shí)器是一種模擬和數(shù)字功能結(jié)合的，多用途的集成電路，應(yīng)用電源范圍很寬［4］。使用NE555構(gòu)成的多諧振蕩器如圖4所示，在通常的多諧振蕩器的基礎(chǔ)上加入了二極管，使輸出方波的占空比可以降至50%以下。加入二極管之后，充電回路為：Vcc→R1→VD1→C→地；放電回路為：C→R2→V（內(nèi)部晶體管導(dǎo)通）→地。由于充電時(shí)間為：T1=R1Cln2，放電時(shí)間為：T2=R2Cln2，所以周期為：T= T1+T2=（R1+R2）Cln2。占空比為：

4　前后級(jí)進(jìn)行同步的電路設(shè)計(jì)

UC1843是TI公司生產(chǎn)的電流控制型PWM控制芯片，使用電流反饋和電壓反饋的雙環(huán)控制系統(tǒng)，電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率高，占空比理論值能夠達(dá)到100%。

圖4　NE555構(gòu)成的多諧振蕩器

UC1843在通常的使用過程中，是在RT/CT腳用電容接地，通過對(duì)電容的充放電來產(chǎn)生鋸齒波，電容的充放電是在上閾值和下閾值之間進(jìn)行，上閾值為2.7 V，下閾值為1 V。當(dāng)電容從1 V開始充電的時(shí)候，PWM開始工作，產(chǎn)生高電平，當(dāng)電容充電至上閾值2.7 V時(shí)，內(nèi)部的三極管打開，放電回路開始工作，電容放電直至到達(dá)下閾值1 V，在放電期間，PWM停止工作，芯片輸出低電平?，F(xiàn)在將一個(gè)脈沖信號(hào)直接接到RT/CT端，輸入低電平低于1 V時(shí)PWM輸出高電平，輸入高電平高于2.7 V時(shí)，PWM輸出低電平［5］。輸入輸出時(shí)序原理圖如圖5所示。

圖5　UC1843輸入輸出時(shí)序圖

將NE555的輸出經(jīng)過一個(gè)反相器CC4069之后接入到UC1843的RT/CT端，就能實(shí)現(xiàn)NE555和UC1843的輸出同步，并且不影響UC1843的PWM功能。UC1843的占空比原本是能夠達(dá)到100%，通過將NE555的輸出接入到RT/CT端，使得UC1843的最大占空比為NE555的輸出方波信號(hào)的占空比，從而限制了UC1843的最大占空比，實(shí)現(xiàn)了電路前級(jí)和后級(jí)的MOSFET的開關(guān)頻率一致，實(shí)現(xiàn)了前后級(jí)同步的功能。功能連接圖如圖6所示。

圖6　NE555和UC1843的同步實(shí)現(xiàn)電路

使用SABER仿真軟件對(duì)此控制電路進(jìn)行了仿真，對(duì)比NE555的輸出和UC1843的輸出，比較兩個(gè)波形，可以發(fā)現(xiàn)有很好的同步性，在實(shí)際電路中會(huì)存在一定的延時(shí)，但都是在納秒級(jí)別，不會(huì)影響電路的同步性能，從而驗(yàn)證了前后級(jí)同步的可行性。

5　驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

因?yàn)橐诙蝹?cè)進(jìn)行調(diào)壓穩(wěn)壓，二次側(cè)使用可控的MOSFET進(jìn)行同步整流。同步整流的MOSFET是具有雙向?qū)ǖ目煽氐碾妷盒偷恼鞴?，要求具有較小的導(dǎo)通電阻，但是導(dǎo)通電阻小帶來的缺點(diǎn)是MOSFET的柵荷較大，對(duì)驅(qū)動(dòng)能力要求較高。為了得到較高的驅(qū)動(dòng)能力，使用MSOFET驅(qū)動(dòng)芯片來提供驅(qū)動(dòng)信號(hào)，此次選擇高速M(fèi)OSFET驅(qū)動(dòng)器TPS2813，此驅(qū)動(dòng)器具有雙路輸出功能，并且輸出之間具有彼此反相功能，峰值驅(qū)動(dòng)電流能夠達(dá)到2 A。

在同步整流過程中，因?yàn)槭褂玫氖蔷哂须p向?qū)ㄐ阅艿腗OSFET，所以在調(diào)壓整流管和續(xù)流整流管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間需要有一定的死區(qū)時(shí)間，防止兩個(gè)管子同時(shí)導(dǎo)通，造成共態(tài)導(dǎo)致短路大電流出現(xiàn)，燒毀元器件。此死區(qū)時(shí)間有一定的要求，死區(qū)時(shí)間過短，共態(tài)發(fā)生的情況可能性會(huì)大大增加，死區(qū)太長(zhǎng)的情況下，電流通過續(xù)流MOSFET的體二極管，會(huì)造成很大的能量損耗。TPS2813芯片內(nèi)部，一路輸出是經(jīng)過一個(gè)反相器輸出，造成180度反相，另外一路輸出經(jīng)過兩個(gè)反相器輸出，與輸入信號(hào)同相輸出，兩路輸出之間沒有特別明顯得死區(qū)時(shí)間。為了滿足死區(qū)時(shí)間的要求，需要根據(jù)TPS2813管腳的TTL電平功能去設(shè)計(jì)出一個(gè)死區(qū)時(shí)間。UC1843的驅(qū)動(dòng)信號(hào)經(jīng)過兩路不同的RCD延時(shí)電路送到TPS2813的兩路輸入端，能夠得到兩路反相互補(bǔ)的死區(qū)時(shí)間明顯的驅(qū)動(dòng)信號(hào)［6］。驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)圖如圖7所示。

6　實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

按照?qǐng)D2所示的正激變換器搭建電路，當(dāng)開環(huán)控制時(shí)，UC1843的占空比和NE555的輸出方波的占空比一樣，并且在一定的延時(shí)下保持同步，波形圖如圖8所示，當(dāng)經(jīng)過做了死區(qū)的TPS2813驅(qū)動(dòng)芯片之后，通過控制延時(shí)電路得到死區(qū)明顯的兩路互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形。當(dāng)閉環(huán)控制時(shí)，在主電路帶滿載的情況下，UC1843輸出的驅(qū)動(dòng)波形如圖9所示，和前級(jí)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形相比，很明顯得看出二次側(cè)調(diào)壓時(shí)整流開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形占空比變化，能夠很好得實(shí)現(xiàn)調(diào)壓功能。運(yùn)用此控制電路，主電路輸入28 V±3 V的直流電壓，都能得到穩(wěn)定輸出的5 V電壓，電源效率達(dá)到正常標(biāo)準(zhǔn)。通過合理改變延時(shí)電路的參數(shù)設(shè)置更加適合的死區(qū)時(shí)間，能夠進(jìn)一步提高電路的性能。

圖7　TPS2813輸出具有明顯死區(qū)的驅(qū)動(dòng)電路

圖8　控制電路的同步實(shí)現(xiàn)

圖9　前級(jí)開關(guān)管和整流調(diào)壓開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形

7　結(jié)論

針對(duì)多路低壓大電流的負(fù)載需求對(duì)二次側(cè)穩(wěn)壓方案進(jìn)行了探索研究，使用NE555和普通的UC1843PWM芯片設(shè)計(jì)了既能夠前后級(jí)同步，又能實(shí)現(xiàn)二次側(cè)穩(wěn)壓功能的控制電路。此控制電路可用于實(shí)現(xiàn)類似于中間母線式架構(gòu)的電路拓?fù)?，在前?jí)只通過NE555產(chǎn)生的固定占空比［7-8］控制的MOSFET和變壓器進(jìn)行逆變，在變壓器的副邊通過多級(jí)繞組實(shí)現(xiàn)多路輸出，每一路通過一個(gè)跟NE555同步的UC1843PWM控制器就能實(shí)現(xiàn)二次側(cè)調(diào)壓。采用此控制電路的主電路拓?fù)涠蝹?cè)使用同步整流器，適用于多路低壓大電流負(fù)載，并且每一路能夠彼此隔離，每一路實(shí)現(xiàn)獨(dú)立控制。此控制電路適用于多個(gè)精確隔離電壓的應(yīng)用場(chǎng)合。

［1］Sameh Sarhan.Application Note 1542 LM5115A Evaluation Board［R］.TI,2006,11.

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A controlling circuit of secondary side post synchronous regulation based on synchronous rectification

MA Tao，WANG Wei-guo，MENG Yuan
（Lanzhou Institution of Physics，Lanzhou 730010，China）

In order to satisfy the demand of multi-output converter with low voltage and high current,this paper proposes a controlling circuit of secondary side post regulation based on synchronous rectification technology,using an ordinary PWM chip,from the perspective of research in SSPR of DC-DC converter at home and abroad.The circuit topology of SSPR,the synchronous theory of the controlling circuit and the calculation of driven signal are introduced.The controlling circuit has been simulated with Saber simulating tools and tested based on forward converter circuit to prove the feasible of design.

synchronous rectification；secondary side post regulation；controlling circuit；low voltage and high current

TN99

A

1674－6236（2016）13-0148-04

2015-07-02稿件編號(hào)：201507027

馬 濤（1990—），男，山西高平人，碩士。研究方向：空間電子技術(shù)。