基于TMS320C6678的SAR方位向預(yù)濾波器的并行實現(xiàn)

張開生 向 聰 馬 可

(西安電子工程研究所西安710100)

信號數(shù)據(jù)處理

基于TMS320C6678的SAR方位向預(yù)濾波器的并行實現(xiàn)

張開生 向 聰 馬 可

(西安電子工程研究所西安710100)

為了降低合成孔徑雷達(dá)(SAR)方位預(yù)處理在FPGA上實現(xiàn)的復(fù)雜度，提高軟件調(diào)試和開發(fā)的效率，本文提出了一種基于TI的TMS320C6678單芯片多核DSP并行實現(xiàn)方位向預(yù)濾波的方法，該方法首先將預(yù)濾波原始數(shù)據(jù)按照距離向分段，對距離分段后的數(shù)據(jù)分配給8個核以實現(xiàn)并行處理，其次用時域相關(guān)法精確估計回波信號的多普勒中心頻率，然后利用傅里葉變換的譜搬移特性自適應(yīng)調(diào)整濾波器中心頻率，最后在時域?qū)崿F(xiàn)預(yù)濾波和降采樣功能。該方法相對于傳統(tǒng)方式而言，在提高濾波輸出信號的信噪比的同時可以靈活改變?yōu)V波器參數(shù)，提高系統(tǒng)靈活性。

成像預(yù)處理;TMS320C6678;降采樣

0 引 言

合成孔徑雷達(dá)(synthetic aperture radar，SAR)是一種大帶寬、高分辨率的成像雷達(dá)系統(tǒng)。對于SAR實時成像雷達(dá)而言，為了提高系統(tǒng)的信噪比，往往采用較高的脈沖重復(fù)頻率(Pulse Recurrence Frequency，PRF)，以此在特定積累時間內(nèi)獲得較高的信噪比，同時減少發(fā)射機(jī)峰值功率［1］，另外也可以減小運動平臺上天線的尺寸。但對于雷達(dá)信號處理而言，方位向的采樣率等于PRF，而該PRF一般是回波多普勒的幾倍，方位向采樣率存在冗余［2］，因此為了在保證方位向分辨率的同時降低信號處理的運算量，可對方位向進(jìn)行預(yù)濾波或者降采樣。由數(shù)字信號處理相關(guān)知識可以得到，如果采用直接抽取的方式，將不能提高信噪比，而如果采用濾波方式則信噪比會提高N倍，通過降采樣還可以降低數(shù)據(jù)率和數(shù)字信號帶寬［3］。因此預(yù)濾波的主要目的是在濾除成像帶寬之外的多普勒頻率的同時，降低數(shù)據(jù)率，提高信噪比，降低數(shù)字信號帶寬，另外在設(shè)計濾波器時應(yīng)當(dāng)考慮抑制頻譜混疊。

針對以上問題，本文提出了一種自適應(yīng)調(diào)整濾波器中心頻率，并在TMS320C6678平臺上利用多核并行實現(xiàn)多普勒中心頻率估計、預(yù)濾波和降采樣功能的方法。首先論述了在方位向使用常用的固定中心頻率濾波器的不足和自適應(yīng)調(diào)整中心頻率濾波器的優(yōu)點，其次介紹了多普勒中心頻率估計的理論基礎(chǔ)，然后對如何利用多核并行實現(xiàn)自適應(yīng)預(yù)濾波進(jìn)行了介紹，最后通過對實測數(shù)據(jù)進(jìn)行并行預(yù)濾波處理，并對測試結(jié)果進(jìn)行了詳細(xì)分析。

1 方位向自適應(yīng)濾波

根據(jù)SAR成像原理［4］，在正側(cè)視情況下，如果飛機(jī)飛行軌跡同成像區(qū)域中心嚴(yán)格平行時，回波的多普勒中心頻率fdc為0;而在實際情況下，如飛機(jī)振動、氣流擾動等因素會干擾飛行軌跡與成像區(qū)域之間距離，使得方位向回波數(shù)據(jù)的中心頻率為fdc，同時在持續(xù)成像過程中，fdc值會隨著環(huán)境等變化。

對于SAR回波數(shù)據(jù)而言，回波數(shù)據(jù)是由快時間域和慢時間域組成的二維數(shù)據(jù)平面，其中快時間域為每個PRF的距離向回波數(shù)據(jù)，慢時間域為發(fā)射的PRF，稱為方位向數(shù)據(jù)［5］。數(shù)據(jù)到達(dá)的具體方式如圖1左側(cè)所示的方位向和距離向二維數(shù)據(jù)平面。

圖1 SAR方位向預(yù)濾波

對于SAR成像而言，原始數(shù)據(jù)在方位向采樣存在帶寬冗余，為了減少后續(xù)成像處理的數(shù)據(jù)量和提高信號的信噪比的同時避免直接抽取造成的頻譜混疊，實際工程中常用方位向采用截止頻率為B'的FIR濾波器實現(xiàn)方位向數(shù)據(jù)預(yù)濾波和降采樣，以降低后續(xù)信號處理的數(shù)據(jù)量［6，7］，其中B'= PRF/P為成像多普勒帶寬，P為方位向降采樣率。FIR濾波器數(shù)學(xué)表達(dá)式如下:

其中N為FIR濾波器階數(shù)，h(i)為第i階FIR系數(shù)，x(i)為第i個輸入樣本，因此對于某一條方位向輸出即為原始數(shù)據(jù)與對應(yīng)的FIR系數(shù)相乘之后的累加結(jié)果，如圖1所示，其中h(1)......h (n)為FIR濾波器系數(shù)，相鄰兩條輸出數(shù)據(jù)的輸入方位向數(shù)據(jù)之間的差值為降采樣率P，即計算下一個濾波輸出時方位向輸入數(shù)據(jù)起始步進(jìn)值。另外為了使得在噪聲功率一定、輸入信號隨機(jī)情況下保持輸出信號較高的信噪比，需要根據(jù)輸入信號特性對濾波器進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。

由于SAR回波功率譜同天線方向圖相同，其關(guān)于fdc對稱，當(dāng)fdc=0時，低通濾波器可以有效的濾除通頻帶之外的無用信號，保持較高的信噪比，如圖2(a)所示;但大多數(shù)情況下fdc≠0，使得信號中心頻率與濾波器中心頻率不相等，此時濾波器會抑制回波信號通頻帶外側(cè)的信號功率，從而降低濾波輸出的信噪比，如圖2(b)所示;為了在fdc≠0時獲得盡可能大的輸出信噪比，可以采用中心頻率始終等于回波的fdc的帶通濾波器，從而使得信號全部通過濾波器，如圖2(c)所示。

對于帶通濾波器設(shè)計而言，根據(jù)傅里葉變換的相關(guān)性質(zhì)

圖2 濾波器對回波功率的影響

即頻域頻移相當(dāng)于時域相位疊加，因此在實際處理過程中在時域?qū)IR濾波器的因子fdc和索引值相關(guān)的指數(shù)項ej2πfdcn，即可得到對應(yīng)的帶通濾波特性。

因此上述帶通濾波器的核心問題為對回波的中心頻率fdc進(jìn)行估計，對fdc估計的精確程度將直接影響濾波器輸出信號的信噪比，常用的fdc估計方法有［8］:慣導(dǎo)法、時域相關(guān)法、譜峰估計法等。綜合考慮算法復(fù)雜度、精度以及在DSP上實現(xiàn)的可行性等，采用時域相關(guān)法對fdc值進(jìn)行精確估計。在時域?qū)Χ嗥绽罩行倪M(jìn)行估計的理論依據(jù)是:信號的功率譜與其相關(guān)函數(shù)之間成傅里葉變換對關(guān)系。設(shè)在沒有多普勒中心偏移時，回波在方位向的功率譜為S0(f)，對應(yīng)的相關(guān)函數(shù)為R0(τ)。則在有多普勒偏移時，功率譜Sh(f)為S0(f－fdc)，其相關(guān)函數(shù)為［9］

因此可以通過Rh(τ)的相角估計fdc值。由于方位向回波是以1/PRF為周期進(jìn)行采樣的，因此Rh(τ)=Rh(kT)，T=1/PRF，k為相鄰兩個距離點采樣時間為采樣周期倍數(shù)，因此取k=1，可得fdc的精確估計算法為

其中s(r，tm)為第r個距離單元第m個方位向回波信號。

2 基于TMS320C6678的并行實現(xiàn)

預(yù)濾波處理主要采用TI公司的多核DSP芯片TMS320C6678實現(xiàn)。該DSP芯片由8個核組成，每個核內(nèi)部有32kB L1D、32kB L1P、512KB L2 RAM，8核共用4MB共享存儲器，可以通過外部共享總線掛接容量多大8GB的DDR3。在本設(shè)計中，將內(nèi)部的L1存儲器作為Cache使用，用以加速程序執(zhí)行效率，程序和內(nèi)部數(shù)據(jù)緩沖區(qū)放置在每個核的L2存儲器中，將接收到的距離向數(shù)據(jù)按數(shù)組格式放置在外部存儲器DDR3中。

下面介紹SAR回波數(shù)據(jù)并行預(yù)濾波處理在TMS320C6678 8核DSP上的具體實現(xiàn)過程。將8個核中的第1個核作為并行處理的主控制核，其主要功能是:利用EDMA實現(xiàn)外部數(shù)據(jù)的搬移、輸出數(shù)據(jù)發(fā)送、當(dāng)接收數(shù)據(jù)滿足處理條件時，利用核間中斷通知從核開啟并行處理、從核處理完畢之后主核將所有從核結(jié)果進(jìn)行同步。其余7個核作為并行處理的從核，在上電初始化之后等待主核的核間中斷，接收到主核發(fā)送的核間中斷之后，進(jìn)行對應(yīng)處理階段的數(shù)據(jù)處理，處理完畢之后發(fā)送一個處理完畢標(biāo)識通知主核處理完畢，當(dāng)主核查詢到所有從核本階段處理完畢之后，再開啟下一階段處理，主核與從核的具體處理流程見圖3。

圖3 并行處理流程

具體實現(xiàn)流程為:

1)首先當(dāng)主核接收到一條距離向數(shù)據(jù)時，利用EDMA將數(shù)據(jù)存儲到DDR3的二維循環(huán)數(shù)組中，循環(huán)數(shù)組的第一維大小至少大于等于N+P (N為FIR濾波器階數(shù)，P為降采樣率);

2)當(dāng)接收到P條方位向數(shù)據(jù)時，主核向所有從核發(fā)送核間中斷，啟動時域相關(guān)值計算;包含主核在內(nèi)的8個核并行計算每個距離段的相關(guān)值并求和，每個核處理數(shù)據(jù)段如圖4所示;

3)處理完畢之后將處理完畢標(biāo)識置位，此時從核等待下一階段處理的核間中斷，當(dāng)所有核的處理完畢標(biāo)識置位之后，主核向從核發(fā)送下一階段的核間中斷，開啟下一階段的預(yù)濾波處理;在預(yù)濾波之前將每個距離段的相關(guān)值求和，得到全距離段相關(guān)值Rh(T);

4)然后用式(4)得到的fdc精確估計值;然后將該fdc值以及方位向索引值n作為指數(shù)項乘以FIR濾波器系數(shù)，得到自適應(yīng)帶通濾波器系數(shù)h(n);

5)最后按照式(1)將每條距離線同其對應(yīng)濾波系數(shù)進(jìn)行乘累加，最終輸出對應(yīng)距離段的預(yù)濾波結(jié)果。

圖4 并行處理數(shù)據(jù)分段情況

3 實驗結(jié)果與分析

利用SAR回波信號形式如下:

其中A為回波幅度，t為第r個距離單元的相對回波時間，n為方位向回波號，T=1/PRF為方位向采樣間隔。

利用上式構(gòu)造仿真原始數(shù)據(jù)fdc=350 Hz，且在回波中加入兩個幅度較小的雜波，頻率分別為100 Hz和900 Hz，用于模擬成像帶寬之外的多普勒頻率，原始數(shù)據(jù)方位向頻譜如圖5－(a)所示;采用上述并行處理方法在距離向分成8個距離段，根據(jù)式(5)將相鄰兩個方位向數(shù)據(jù)進(jìn)行共軛相乘得到相關(guān)值Rh(T)，所有核并行處理完畢后，將所有距離段的相關(guān)值求和得到全距離段相關(guān)值然后根據(jù)式(4)得到全局fdc估計值，如圖5－(b)所示，其中估計得到的fdc值有所波動是由于載機(jī)不平穩(wěn)和雜波頻譜造成;由于預(yù)濾波之后信號采樣率變?yōu)榉轿幌虿蓸勇?PRF)除以降采樣率P，因此預(yù)濾波輸出帶寬為250 Hz，而自適應(yīng)濾波器的中心頻率利用式(3)調(diào)整到fdc進(jìn)行預(yù)濾波處理，其中帶通濾波器特性如圖5－(c)所示;最后每個核對相應(yīng)距離段進(jìn)行預(yù)濾處理，處理之后每個距離點的方位向頻譜如圖5－(d)，通過自適應(yīng)帶通濾波和降采樣之后的數(shù)據(jù)直接送過成像處理單元，以進(jìn)行成像處理。

圖5 預(yù)濾波過程

通過實驗測試，當(dāng)輸入距離向點數(shù)為8192點，濾波器為128階，降采樣率為20，8核并行處理的情況下，預(yù)濾波消耗2148108個時鐘周期，通常TMS320C6678運行頻率為1 GHz，則整個處理時間約為2.1 ms，而對于成像而言，如果 PRF為1 KHz，則需要在20 ms之內(nèi)處理完畢，因此上述并行方法滿足實時處理要求。

4 結(jié)論

以上理論分析和實測結(jié)果表明，采用單片多核DSP的方法能夠?qū)崿F(xiàn)以往由FPGA復(fù)雜邏輯實現(xiàn)的預(yù)濾波處理，并且該方法可以自適應(yīng)調(diào)整濾波器中心頻率，提高輸出信號信噪比，同時這種方法相對于FPGA處理方法，所有功能由軟件實現(xiàn)，調(diào)試簡單，且在處理過程中可以改變?yōu)V波器參數(shù)以及將采樣率，使得程序調(diào)試簡單且可操作性強(qiáng)，因此在成像方位向數(shù)據(jù)的預(yù)處理方面有一定的應(yīng)用前景。

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Parallel Implementation of SAR Pre－filter in Azimuth Based on TMS320C6678

Zhang Kaisheng，Xiang Cong，Ma Ke
(Xi’an Electronic Engineering Research Institute，Xi’an 710100)

To reduce complexity of synthetic aperture radar(SAR)preprocessing in azimuth on FPGA implementation，improve the efficiency of software debugging and development，a mehtod based on TI’s TMS320C6678 single－chip multicore DSP to achieve parallel implementation of pre－filtering in azimuth is presented，by which，the prefiltering raw data is firstly segmented in range，and the range segmented data are assigned to 8 cores so as to implement parallel processing;and secondly，the Doppler central frequency of echo signal is estimated preciselly by using time domain correlational method，then central frequency of filter is adjusted adaptively by using specturm movable characteristics of Fourier transform，and finally prefiltering and downsampling function in time domain is implemeted.Comparing with conventional method，using this method can alter parameters of filter flexibly and improve flexibility of system while increasing signal－to－noise ratio of filter output signal.

Imaging preprocessing;TMS320C6678;downsampling

TN952

A

1008-8652(2016)04-056-05

2015-12-23

張開生(1988－)，男，碩士研究生。主要研究方向為雷達(dá)信號處理技術(shù)。