一種低成本的大功率光伏離網(wǎng)逆變器設(shè)計

李世光，王慶禮，高正中，許煥奇，吳　嬈

（山東科技大學(xué) 電氣與自動化工程學(xué)院，山東 青島　266590）

一種低成本的大功率光伏離網(wǎng)逆變器設(shè)計

李世光，王慶禮，高正中，許煥奇，吳嬈

（山東科技大學(xué) 電氣與自動化工程學(xué)院，山東 青島266590）

針對光伏離網(wǎng)逆變器功率小且SPWM控制算法實現(xiàn)復(fù)雜的問題，研究了SPWM數(shù)字化實現(xiàn)方法，提出一種基于STM32F030超值系列單片機(jī)的大功率、低成本光伏離網(wǎng)逆變器實現(xiàn)方案。該方案先將光伏蓄電池中的直流電逆變?yōu)楣ゎl低壓交流電，再用工頻變壓器升壓到市電。其中，為控制電路供電的DC/DC電源實現(xiàn)了寬電壓輸入范圍跳周期調(diào)制，降低開關(guān)損耗；逆變橋臂用7個MOSFET代替1個IGBT，降低成本，增大輸出功率，最大輸出功率達(dá)6 720 W?？刂扑惴ㄉ咸岢龈倪M(jìn)的SPWM數(shù)字化實現(xiàn)方法，該方法易于在低成本微控制器上實現(xiàn)，進(jìn)一步降低控制成本。通過實驗證明，該逆變器帶負(fù)載時穩(wěn)定輸出220 V工頻正弦交流電。

光伏離網(wǎng)逆變器；SPWM算法；DC/DC調(diào)制模式；電壓電流采樣；過零點檢測；溫度測量

近年來太陽能發(fā)電技術(shù)發(fā)展迅速，日漸成熟。其中，DC?AC逆變作為光伏發(fā)電的核心技術(shù)，成為研究的熱點［1］。光伏逆變器又可分為光伏并網(wǎng)逆變器和光伏離網(wǎng)逆變器，光伏離網(wǎng)逆變器即發(fā)即用，電能存儲于光伏蓄電池中，無需并網(wǎng)，其要求體積小、成本低且穩(wěn)定可靠。傳統(tǒng)的光伏離網(wǎng)逆變器有兩種實現(xiàn)方法：一種將光伏蓄電池中的低壓直流電能通過DC/DC升壓到直流高壓（330～400 V），再通過光伏逆變器輸出220 V市電；另一種先將光伏蓄電池中的低壓直流電通過光伏逆變器輸出低壓工頻正弦交流電，再通過升壓變壓器升壓到220 V市電。第一種方案中，逆變器體積小，但DC/DC升壓模塊功率較小，適用于功率小的場合。本設(shè)計在第二種方案的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，提出一種高穩(wěn)定性、低成本、大功率，適用于船舶、太陽能路燈以及偏遠(yuǎn)地區(qū)直流微網(wǎng)的光伏離網(wǎng)逆變器設(shè)計方案。

1　系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

該逆變器分為四個單元：主控制單元、單相逆變橋單元、交流控制單元和變壓器單元。其中，主控制單元以ST（意法半導(dǎo)體）公司生產(chǎn)的超值系列芯片STM32F030RCT6為微控制器，該芯片價格與C51單片機(jī)相當(dāng)，擁有32位的數(shù)據(jù)處理能力，48 MHz的工作頻率以及豐富的定時器和ADC外設(shè)資源，滿足低成本光伏離網(wǎng)逆變器的控制需求。另外，主控制單元實現(xiàn)逆變橋的SPWM控制信號數(shù)字化輸出，對逆變橋的溫度實時監(jiān)控，對輸出工頻32 V交流電能信號實時檢測，電壓電流過零點檢測。逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1　逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

單相逆變橋的四個橋臂分別由7個N溝道電力MOS管組成，該單元將光伏蓄電池中的直流電逆變成32 V交流電。交流控制單元主要由繼電器和電壓電流采樣電路組成，負(fù)責(zé)對逆變橋輸出的低壓工頻交流電信號采樣，并反饋給主控制板，實時接收主控制板的保護(hù)動作信號。變壓器單元負(fù)責(zé)將工頻低壓交流電變?yōu)?20 V市電。各個控制單元模塊化設(shè)計，單獨設(shè)計PCB電路板，便于維護(hù)和升級，便于產(chǎn)品化推廣。

2　硬件電路設(shè)計

光伏蓄電池經(jīng)過兩級DC變換后作為主控電路的電源，各部分電路的參考由正激變壓器隔離，硬件電路設(shè)計部分使用GND，GND1，GND2和GND3加以區(qū)別。

2.1電源設(shè)計

光伏蓄電池作為整個光伏逆變器的電源，其電壓隨著剩余電量和內(nèi)阻的變化波動（如12 V的蓄電池端電壓可以在10～16 V之間變化）［2］。本設(shè)計將蓄電池的直流電能，經(jīng)過兩級帶隔離的正激式DC/DC變換后，輸出穩(wěn)定的電壓供給控制電路。第一級DC/DC以蓄電池為輸入源，輸出穩(wěn)定的±12 V。其中，-12 V為信號調(diào)理電路提供負(fù)電源；12 V分為兩路，一路經(jīng)過線性穩(wěn)壓器LM7805，SM1117后輸出3.3 V給單片機(jī)供電，另一路作為第二級DC/DC的輸入電源。第二級DC/DC輸出四路24 V電壓，分別給四組MOS管驅(qū)動電路供電。第一級DC/DC電路原理如圖2所示。

圖2　第一級DC/DC原理圖

采用電流模式PWM控制芯片UC2845作為DC/DC的驅(qū)動，通過設(shè)計電壓反饋回路，使其在負(fù)載較小時，工作于跳周期調(diào)制方式［3］，降低開關(guān)損耗，提高電源的轉(zhuǎn)換效率。另外，光伏蓄電池輸出電壓波動時，電壓反饋回路與變壓器變比相配合，保證第一級DC/DC穩(wěn)定輸出。UC2845以峰值電流控制模式驅(qū)動PWM信號輸出，通過RT與CT的阻值確定開關(guān)頻率，PWM驅(qū)動信號的頻率為RT與CT充放電頻率的一半［4］。本設(shè)計中，PWM信號頻率為103 kHz，其計算公式為：

DC/DC正激變壓器設(shè)計有四個繞組，L1為變壓器磁芯復(fù)位繞組、L2為初級繞組、L3，L4，L5為次級繞組。其中，初級和次級繞組變比為48∶40，L3為UC2845供電，L4和L5輸出±12 V。DC/DC跳周期調(diào)制模式的原理為：UC2845內(nèi)部誤差放大器的輸出端COMP與負(fù)輸入端Vfb不接反饋電阻，使其工作于比較器模式，當(dāng)L4輸出電壓Vout大于輸出電壓設(shè)定值Vset時，SC4431驅(qū)動線性光耦PC817導(dǎo)通，Vfb被上拉到參考電壓值Vref（5 V），UC2845內(nèi)部電流檢測比較器反相輸入端拉低，PWM輸出信號關(guān)斷。其中，Vset計算公式如下：

R8，C6，D6組成充放電型RCD吸收回路，保證IRF640N可靠關(guān)斷，防止過電壓或者過電流對其造成損害；R1，R2，D1，D2和Q1組成啟動電路，上電瞬間，三極管Q1導(dǎo)通，給UC2845供電，當(dāng)DC/DC啟動后，Q1關(guān)斷，TVS管D1陰極電壓鉗位到15.3 V。另外，通過R3，R4，D3調(diào)節(jié)內(nèi)部電流反饋比較器反相輸入端電壓，以減小采樣電阻阻值，進(jìn)一步降低開關(guān)損耗。第二級DC/DC變流器輸入穩(wěn)定的12 V電壓，其正激變壓器變比為1∶2，省去電壓反饋回路，電路原理圖與圖2一致。

2.2電壓電流采樣電路

電壓電流采樣電路實現(xiàn)電壓電流閉環(huán)控制和保護(hù)，需要在干擾環(huán)境中采樣高精度的電壓電流值。為提高采樣電路抗共模干擾性能，兩級運(yùn)算電路選擇反相端輸入，同相端接地的結(jié)構(gòu)。電能信號經(jīng)過兩級反相運(yùn)算后供ADC采樣，保持極性不變。另外，第一級運(yùn)算放大器選擇溫漂小、放大倍數(shù)大的MC33178，整個采樣電路的輸入輸出關(guān)系如下：

式中：Uout為采樣電路輸出電壓；Uin為逆變橋輸出的低壓工頻交流電信號。ADC的電壓采樣范圍為0～3.3 V，只能采樣正半周正弦信號。為實現(xiàn)負(fù)半周采樣，第二級運(yùn)放與整流電路相配合，將負(fù)半周信號變換為對稱的正半周信號。信號調(diào)理電路中運(yùn)算放大器±12 V供電，輸出范圍（-12 V，12 V），防止ADC輸入信號幅值超限，D12和D13組成電壓鉗位電路，將輸入電壓鉗位到（-0.7 V，4 V）。

電流采樣電路中，采用自主設(shè)計變壓器T1，代替電流互感器。其初級線圈只有一匝，且線徑粗，次級線圈有100匝，將電流信號縮小100倍后經(jīng)R28轉(zhuǎn)換為電壓信號，作為運(yùn)算電路的輸入源。電流采樣前級處理電路如圖3所示，第二級運(yùn)算電路與電壓采樣運(yùn)算電路相同如圖4所示。

2.3過零點檢測電路

檢測電壓過零點的時間，切換逆變橋的方向臂，使輸出電壓從正半周變換到負(fù)半周。電壓過零點檢測以電壓檢測第一級運(yùn)算電路的輸出信號作為輸入。其中，比較器LM339采用3.3 V單電源供電，同相輸入端由電阻R33和R34分壓產(chǎn)生3.3 mV輸入信號，能有效抑制干擾。該電路將正弦信號變成方波信號，電路和波形分別如圖5和圖6所示。比較器同相端3.3 mV輸入，使從負(fù)半周到正半周的零點提前Δt，從正半周到負(fù)半周的零點滯后Δt，本設(shè)計在軟件編程中修正了此誤差時間Δt。

圖3　電壓采樣電路

圖4　電流采樣前級處理電路　

圖5　過零點檢測電路

圖6　過零點采樣時序圖

2.4MOS管驅(qū)動電路

逆變橋每個橋臂由7個MOS管JANSR2N7294并聯(lián)組成。其中，JANSR2N7294最大驅(qū)動電流120 A，100 V耐壓，按1 4電流利用率計算，最大輸出功率達(dá)6 720 W。7個MOS管同時開通和關(guān)斷的瞬間需要很大的驅(qū)動電流。本設(shè)計用大載流量三極管TIP31和TIP32組成圖騰柱輸出結(jié)構(gòu)，用TLP350驅(qū)動，最大驅(qū)動電流達(dá)5 A。為保證7個管子同時關(guān)斷，設(shè)計反壓關(guān)斷電路，電路如圖7所示。

2.5溫度測量電路

MOS管開關(guān)損耗產(chǎn)生熱量，為防止MOS管溫度過高，對逆變橋溫度實時監(jiān)測，當(dāng)溫度超過設(shè)定值時啟動降溫風(fēng)扇，實現(xiàn)逆變器過溫保護(hù)，如圖8所示。

在運(yùn)算電路與電阻橋之間加入對稱雙運(yùn)放電路，組成兩級運(yùn)算結(jié)構(gòu)，使其具有儀用運(yùn)算放大器三運(yùn)放結(jié)構(gòu)的優(yōu)點。該電路輸入阻抗接近無窮大，對下半橋臂傳感器阻值無影響，電路結(jié)構(gòu)對稱，抗共模干擾能力強(qiáng)，第一級放大80倍，第二級放大2倍。

其輸入輸出關(guān)系為：

圖7　驅(qū)動電路原理圖

圖8　溫度檢測電路原理圖

3　控制算法

脈寬調(diào)制技術(shù)是逆變控制技術(shù)的核心，對逆變器的整體性能起重要作用。常用的逆變器控制算法有SPWM方法、基于空間矢量的SVPWM和基于線性超越方程的SHEPWM方法等［5］。相對于后兩種控制算法，SPWM算法在低成本光伏逆變器應(yīng)用方面更具優(yōu)勢，該算法易于數(shù)字化實現(xiàn)，運(yùn)算量小，對低成本處理器支持效果好。SPWM實現(xiàn)方法有數(shù)字法和模擬法兩種，模擬法用硬件電路實現(xiàn)，缺點是硬件電路復(fù)雜，且確定后無法修改。

文獻(xiàn)［6］用FPGA實現(xiàn)基于直接面積等效法的SPWM發(fā)生器設(shè)計；文獻(xiàn)［7］用DSP和FPGA設(shè)計多路通用單級倍頻SPWM發(fā)生器，并提出脈沖競爭消除方法；文獻(xiàn)［8］用DSP28335實現(xiàn)SPWM控制器設(shè)計。以上三種方案都依賴于高性能處理器芯片DSP或FPGA，成本高，開發(fā)周期長。

文獻(xiàn)［9］提出基于STM32的SPWM控制波形發(fā)生器，但在中斷處理中改變SPWM脈寬值，沒有體現(xiàn)出DMA（直接存儲器存取控制器）的優(yōu)勢。本設(shè)計在基于面積等效SPWM數(shù)字化實現(xiàn)方法的基礎(chǔ)上，提出一種新的實現(xiàn)方法，該方法易于在低成本微控制器上實現(xiàn)，成本低、精度高。該算法利用DMA傳送脈寬值，省去中斷處理，解放CPU，同時解決了在中斷中更新比較寄存器TIM1_CCR數(shù)值處理時間過長的問題。該算法實現(xiàn)過程如圖9所示，圖10是載波比為7時單片機(jī)內(nèi)部時序。其中，數(shù)字1～7代表半個周期內(nèi)被載波比分割的平均時間間隔，每個間隔內(nèi)觸發(fā)兩次DMA改變TIM1_CCR數(shù)值，以調(diào)節(jié)脈沖寬度。

該算法具體實現(xiàn)過程為：用Matlab計算載波比為100時SPWM脈沖寬度數(shù)值，乘以與輸出比較寄存器TIM1_CCR數(shù)值相對應(yīng)比例系數(shù)后，存儲于單片機(jī)的FLASH中。設(shè)置STM32高級定時器TIM1為中心對齊的強(qiáng)制輸出模式。在該模式下，TIM1的計數(shù)器從0開始向上加計數(shù)，當(dāng)計數(shù)寄存器TIM1_CNT與TIM1_CCR數(shù)值相同時，輸出電平反轉(zhuǎn)，TIM1_CNT繼續(xù)向上計數(shù)，直到與周期寄存器TIM1_ARR數(shù)值相等，然后向下減計數(shù)，當(dāng)TIM1_CNT的值再次與TIM1_CCR的值相等時，輸出電平再次反轉(zhuǎn)。SPWM脈寬從最小值到最大值然后再減小到最小值，變化規(guī)律與TIM1中心對齊模式下TIM1_CNT的數(shù)值變化相同。比較TIM1相對應(yīng)輸出通道的DMA請求，當(dāng)向上計數(shù)的數(shù)值與比較寄存器的數(shù)值相等時，電平反轉(zhuǎn)，觸發(fā)DMA請求，DMA用下一個更大的正弦脈寬數(shù)值更新TIM1_CCR，依次類推，直到脈寬最大值，然后向下減計數(shù)。當(dāng)TIM1_CNT的值與TIM1_CCR相同時，DMA被觸發(fā)，用下一個更小脈寬數(shù)值更新TIM1_CCR，依次類推，直到最小脈寬值。一個定時器周期對應(yīng)一個SPWM正弦半波。

圖9　SPWM實現(xiàn)原理

圖10　SPWM實現(xiàn)過程時序圖

4　實驗測試

為驗證該設(shè)計方案的準(zhǔn)確性，制作了一臺光伏離網(wǎng)逆變器樣機(jī)。實驗過程中，以2個48 V開關(guān)電源并聯(lián)代替光伏蓄電池，調(diào)壓范圍36～48 V用以模擬光伏蓄電池輸出電壓波動。以5個100 W燈泡為實驗負(fù)載，驗證帶負(fù)載時輸出穩(wěn)定情況，示波器型號為泰克TDS2024B。其中，光伏逆變橋?qū)嵨飯D如圖11所示。

圖11　逆變橋?qū)嵨飯D

如圖12（a）所示為STM32F030RCT6輸出的SPWM波形，從圖中可以明顯看出脈沖寬度隨時間按正弦規(guī)律變化。如圖12（b）為右下橋臂MOS管驅(qū)動電路輸出的SPWM波形，載波比為100，調(diào)制波10 kHz，上部CH1信號是經(jīng)過RC濾波之后的波形，下部CH2信號為原始SPWM控制波形。從圖12中可以看出等效的正弦波幅值為11 V，這是由于第二級DC/DC供電電路沒有加電壓反饋回路，電壓開環(huán)運(yùn)行，輸出電壓降落造成。正弦半波的頻率為50.089 6 Hz，符合電能質(zhì)量要求。圖12（c）為工頻變壓器輸出的220 V電壓信號。

5　結(jié)論

以STM32F030RC為控制芯片，提出一種大功率、低成本光伏離網(wǎng)逆變器方案。設(shè)計了低功耗寬輸入范圍DC/DC電源電路；軟硬件結(jié)合，實現(xiàn)電壓電流過零點精確檢測；改進(jìn)溫度測量電路，實現(xiàn)逆變器的溫度精準(zhǔn)測量。另外，電壓電流檢測電路具有高抗干擾性能，還設(shè)計浪涌、雷擊保護(hù)電路以及輸出濾波電路。通過實驗證明，該光伏離網(wǎng)逆變器達(dá)到預(yù)期的輸出效果，其結(jié)構(gòu)簡單，設(shè)計成本低，輸出功率大，具有實用價值，可應(yīng)用于電網(wǎng)無法供電的太陽能直流微網(wǎng)中。值得注意的是，該逆變器沒能實現(xiàn)7個并聯(lián)MOS管均流運(yùn)行，仍然需要改進(jìn)和研究。

圖12　實驗測試波形圖

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Design of a low?cost and high?power photovoltaic off?grid inverter

LI Shiguang，WANG Qingli，GAO Zhengzhong，XU Huanqi，WU Rao
（College of Electrical Engineering and Automation，Shandong University of Science and Technology，Qingdao 266590，China）

Since the photovoltaic（PV）off?grid inverter’s power is too low and the SPWM control algorithm for it is com?plex to implement，the SPWM digital implementation method is studied，and a implementation scheme of high?power and low?cost PV off?grid inverter based on STM32F030 microcontroller is proposed.With the scheme，the direct current in PV cell is in?verted into the low?voltage alternating current of power frequency，and then the alternating current is boosted to the electric sup?ply through the power frequency transformer.The DC/DC power supplying for the control circuit can realize the wide range volt?age input and pulse skipping modulation to reduce the switching loss.The inverter bridge arm is composed of 7 MOSFETs in?stead of 1 IGBT，which can reduce the cost and increase the output power（the maximum output power can reach up to 6 720 W）.The improved SPWM digital realization method is proposed for the control algorithm.The method is liable to implement on low?cost microcontroller，and can further reduce the control cost.The experimental results show that the inverter can output the stable 220 V alternating current while loaded.

photovoltaic off?grid inverter；SPWM algorithm；DC/DC modulation mode；voltage and current sampling；zero crossing point detection；temperature measurement

10.16652/j.issn.1004?373x.2016.14.043

TN602?34；TM464

A

1004?373X（2016）14?0166?05

2015?11?29

博士后特別基金資助（2015T80729）

李世光（1962—），男，山東青島人，高級工程師，碩士生導(dǎo)師。主要從事計算機(jī)控制技術(shù)、新能源發(fā)電技術(shù)研究。

王慶禮（1991—），男，山東臨沂人，碩士研究生。研究方向為電力系統(tǒng)及其自動化。

高正中（1972—），男，山東青島人，副教授，博士，碩士生導(dǎo)師。主要從事檢測技術(shù)與自動化裝置、電力系統(tǒng)及其自動化方面的研究。