精確時(shí)延補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)旁瓣相消射電抗干擾方法研究*1

黃　達(dá)，王　壯，程　翥，董　亮，蘇　瑤

(1. 國(guó)防科技大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院ATR國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖南 長(zhǎng)沙　410073；2. 國(guó)防科技大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院電子工程所，湖南 長(zhǎng)沙　410073；3. 中國(guó)科學(xué)院云南天文臺(tái)，云南 昆明　650011；4. 西安電子科技大學(xué)，陜西 西安　710071)

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精確時(shí)延補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)旁瓣相消射電抗干擾方法研究*1

黃達(dá)1，王壯1，程翥2，董亮3，蘇瑤4

(1. 國(guó)防科技大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院ATR國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖南 長(zhǎng)沙410073；2. 國(guó)防科技大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院電子工程所，湖南 長(zhǎng)沙410073；3. 中國(guó)科學(xué)院云南天文臺(tái)，云南 昆明650011；4. 西安電子科技大學(xué)，陜西 西安710071)

摘要：導(dǎo)航信號(hào)作為射電干擾信號(hào)影響L波段射電觀測(cè)時(shí)，與雷達(dá)、通信領(lǐng)域的干擾不同，其功率通常小于噪聲功率，使得利用干擾信號(hào)相關(guān)性的傳統(tǒng)抗干擾方法效果不佳，且缺乏有效的評(píng)價(jià)指標(biāo)。針對(duì)以上問題，依據(jù)射電信號(hào)處理流程構(gòu)建了射電抗干擾系統(tǒng)框架，并從射電觀測(cè)數(shù)據(jù)應(yīng)用出發(fā)，給出了干擾抑制度和信號(hào)損失度兩個(gè)指標(biāo)。同時(shí)提出在精確補(bǔ)償時(shí)延后利用抑制干擾子空間噪聲分量的自適應(yīng)旁瓣相消方法來消除導(dǎo)航信號(hào)的影響；仿真結(jié)果表明，本方法能有效抑制導(dǎo)航信號(hào)對(duì)射電觀測(cè)的影響，且性能優(yōu)于傳統(tǒng)基于特征子空間的自適應(yīng)旁瓣相消方法。

關(guān)鍵詞：射電天文抗干擾；自適應(yīng)旁瓣相消；導(dǎo)航信號(hào)；可變分?jǐn)?shù)時(shí)延濾波器

隨著射電天文的發(fā)展，國(guó)際通訊聯(lián)盟所劃分的射電觀測(cè)頻段已不能滿足射電天文研究的需求，觀測(cè)保護(hù)頻段以外的射電源，常常受到干擾信號(hào)的影響，極大限制了射電源的觀測(cè)質(zhì)量。導(dǎo)航信號(hào)是L頻段射電觀測(cè)的常見干擾，根據(jù)全球定位系統(tǒng)和北斗導(dǎo)航衛(wèi)星的ICD文件可知①-②，全球定位系統(tǒng)導(dǎo)航信號(hào)的主要頻率是L1：1 575.42 ± 1.023 MHz、L2：1 227.6 ± 10.23 MHz等，北斗導(dǎo)航信號(hào)的主要頻率是：B1：1 556.098 ± 2.046 MHz、B3：1 268.52 ± 10.23 MHz等，而這些頻率與紅移的分子譜線、脈沖星等射電源的觀測(cè)頻段重合。同時(shí)，根據(jù)ICD文件中導(dǎo)航信號(hào)的最小電平可以換算其功率通量譜密度為-196～-201 dBw/(m2/Hz)，而在同樣帶寬下1 mJy的射電信號(hào)功率通量譜密度為-290 dBw/(m2/Hz)，因此在接收時(shí)導(dǎo)航信號(hào)比射電信號(hào)強(qiáng)89～91 dB。此外，天線接收系統(tǒng)對(duì)接收信號(hào)也有影響，由于導(dǎo)航信號(hào)往往從旁瓣進(jìn)入射電接收機(jī)，經(jīng)過放大、濾波等過程其功率通常小于噪聲功率但大于射電信號(hào)功率。

通過以上分析可知，如何抑制射電觀測(cè)中弱于噪聲的干擾信號(hào)是本文討論的主要問題與難點(diǎn)。對(duì)于導(dǎo)航信號(hào)這類弱于噪聲的干擾信號(hào)而言，完全獲取信號(hào)的先驗(yàn)信息難度較大，但可利用信號(hào)本身的特點(diǎn)來抗干擾，如空間特性和相關(guān)特性。同時(shí)，抗干擾方法的實(shí)施難免對(duì)射電信號(hào)處理有一定影響，因此抗干擾系統(tǒng)的建立既需要有效利用干擾信號(hào)本身的特點(diǎn)，同時(shí)也需盡量避免對(duì)射電信號(hào)處理的影響。進(jìn)一步來說，有效地利用干擾信號(hào)的空間特性需要基于多通道接收的方式，文[1-2]利用干涉儀和相控陣天線自身多通道的特性提取干擾信號(hào)的子空間，通過正交投影的方式消除干擾信號(hào)，然而由于信號(hào)空間與干擾空間不垂直，導(dǎo)致對(duì)觀測(cè)信號(hào)影響較大。為了利用干擾信號(hào)的相關(guān)性，借助輔助天線是常用方式。文[3-4]通過輔助天線估計(jì)更為精準(zhǔn)的干擾子空間，并運(yùn)用如正交子空間、互子空間投影和多陣列旁瓣相消等方式抑制干擾信號(hào)。對(duì)于大型單射電天線而言，要利用干擾信號(hào)的空間特性和相關(guān)性，則需要借助多個(gè)輔助天線。文[5]從雷達(dá)信號(hào)處理角度出發(fā)，基于特征子空間的自適應(yīng)旁瓣相消方法，利用輔助陣列中強(qiáng)干擾信號(hào)的特征子空間與噪聲子空間良好的垂直性，消除了接收信號(hào)中的強(qiáng)干擾信號(hào)。對(duì)于抑制射電觀測(cè)中弱于噪聲的導(dǎo)航信號(hào)而言，需根據(jù)射電信號(hào)處理流程重新構(gòu)建抗干擾系統(tǒng)框架，并且改進(jìn)自適應(yīng)旁瓣相消方法有效抑制導(dǎo)航信號(hào)。同時(shí)考慮到射電觀測(cè)數(shù)據(jù)應(yīng)用，應(yīng)給出新的評(píng)價(jià)指標(biāo)來評(píng)估干擾抑制程度和信號(hào)損失程度。此外，實(shí)際情況中射電天線(主天線)口徑通常較大，使架設(shè)輔助陣列離主天線較遠(yuǎn)，因此由于空間位置產(chǎn)生的信號(hào)時(shí)延導(dǎo)致導(dǎo)航信號(hào)相關(guān)性減少，需要考慮時(shí)延補(bǔ)償?shù)膯栴}。

綜上所述，本文首先依據(jù)射電信號(hào)處理流程構(gòu)建了基于輔助天線的射電抗干擾系統(tǒng)框架，并從射電觀測(cè)數(shù)據(jù)應(yīng)用出發(fā)，給出了干擾抑制度和信號(hào)損失度兩個(gè)指標(biāo)。同時(shí)本文在精確補(bǔ)償主天線接收信號(hào)時(shí)延后，利用抑制干擾子空間噪聲分量的自適應(yīng)旁瓣相消方法來抑制導(dǎo)航信號(hào)的影響。最后利用蒙特卡洛仿真方式，討論了不同主天線和輔助陣列間距(即主、輔天線距離)、干擾波達(dá)角度、觀測(cè)時(shí)間、輔助陣元口徑和陣元數(shù)量對(duì)抗干擾性能的影響。

1基于輔助陣列的射電抗干擾系統(tǒng)框架構(gòu)建

在大型單射電天線中，利用導(dǎo)航信號(hào)的空間特性和相關(guān)性抑制干擾，需要借助多通道的輔助天線實(shí)現(xiàn)，即輔助陣列。自適應(yīng)旁瓣相消作為常用的抗干擾方法之一，本質(zhì)是利用輔助陣列與主天線中干擾信號(hào)的相關(guān)性和干擾的空間特性獲得輔助陣列的最優(yōu)權(quán)矢量，使合成的天線方向圖在干擾方向上產(chǎn)生零點(diǎn)，達(dá)到干擾抑制的目的。此外，為了降低抗干擾系統(tǒng)對(duì)射電信號(hào)處理的影響，抗干擾系統(tǒng)應(yīng)獨(dú)立于射電信號(hào)處理流程之外。根據(jù)以上分析，建立基于輔助陣列的射電抗干擾系統(tǒng)框架，如圖1。

圖1　基于輔助天線的射電抗干擾系統(tǒng)框架

(1)指標(biāo)構(gòu)建：與雷達(dá)、通信領(lǐng)域不同，射電天文抗干擾中干擾信號(hào)通常小于噪聲信號(hào)。因此有必要著眼于射電天文數(shù)據(jù)應(yīng)用提出評(píng)價(jià)指標(biāo)來評(píng)估干擾消除程度和信號(hào)損失程度。

(2)時(shí)延補(bǔ)償：由于射電天文望遠(yuǎn)鏡口徑通常較大，利用輔助天線抗干擾時(shí)，其架設(shè)位置離射電天線(主天線)位置較遠(yuǎn)，因此需要精確補(bǔ)償信號(hào)時(shí)延，提高導(dǎo)航信號(hào)的相關(guān)性。

(3)自適應(yīng)旁瓣相消：完全已知所有導(dǎo)航衛(wèi)星的先驗(yàn)信息難度較大，但其運(yùn)行軌道相對(duì)固定易于預(yù)測(cè)，因此可利用導(dǎo)航信號(hào)良好的空間特性消除影響。自適應(yīng)旁瓣相消方法中基于特征子空間類的方法可以在干擾較強(qiáng)時(shí)，有效避免估計(jì)誤差的影響，獲得輔助陣列的最優(yōu)權(quán)矢量。然而導(dǎo)航信號(hào)功率通常小于噪聲功率，因此需要改進(jìn)此類方法。

2精確時(shí)延補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)旁瓣相消射電抗干擾方法

2.1評(píng)價(jià)指標(biāo)

在射電抗干擾中，干擾信號(hào)功率通常小于噪聲功率，傳統(tǒng)的性能指標(biāo)如相消比等，無法有效地刻畫干擾和信號(hào)分量的變化程度。為解決此問題，本文從射電觀測(cè)數(shù)據(jù)應(yīng)用出發(fā)，以輔助天線接收信號(hào)以及先驗(yàn)的射電信號(hào)為標(biāo)尺，分別衡量了抗干擾前后主天線接收信號(hào)中干擾信號(hào)與射電信號(hào)的相關(guān)程度，構(gòu)建了干擾抑制度GI和信號(hào)損失度GS表征干擾抑制程度與信號(hào)損失程度，其定義分別為：

干擾抑制度GI：

(1)

同理，信號(hào)損失度GS：

(2)

2.2時(shí)延補(bǔ)償

為了獲取良好的濾波器通帶特性，本文采用基于非迭代的加權(quán)最小二乘的可變分?jǐn)?shù)時(shí)延全通濾波器實(shí)現(xiàn)分?jǐn)?shù)時(shí)延補(bǔ)償[8]，濾波器結(jié)構(gòu)基于farrow結(jié)構(gòu)[9]，該結(jié)構(gòu)基于不同準(zhǔn)則逼近理想的濾波器獲得濾波器系數(shù)后，利用高階分?jǐn)?shù)時(shí)延的多項(xiàng)式近似得到濾波器系數(shù)。此方式即可將分?jǐn)?shù)時(shí)延與濾波器系數(shù)分離，使整個(gè)濾波器的傳遞函數(shù)簡(jiǎn)化為分?jǐn)?shù)時(shí)延對(duì)多個(gè)子濾波器的加權(quán)和，因此該結(jié)構(gòu)大大減少了求解濾波器系數(shù)的復(fù)雜度。加權(quán)最小二乘濾波方法求解濾波器系數(shù)的主要思想是在一定通帶范圍和時(shí)延因子(分?jǐn)?shù)時(shí)延與采樣頻率的乘積)范圍內(nèi)，使可變分?jǐn)?shù)時(shí)延濾波器的頻率響應(yīng)與理想的分?jǐn)?shù)時(shí)延頻率響應(yīng)函數(shù)誤差最小，即

(3)

其中，B是由濾波器系數(shù)組成的矩陣；W(ω,p)是非負(fù)的權(quán)值函數(shù)；eH為可變分?jǐn)?shù)時(shí)延濾波器與理想分?jǐn)?shù)時(shí)延頻率響應(yīng)的誤差函數(shù)；p為除去整數(shù)部分的分?jǐn)?shù)時(shí)延因子。不難發(fā)現(xiàn)(3)式中存在積分過程，利用泰勒級(jí)數(shù)展開可簡(jiǎn)化積分過程，即通過非迭代的方式，快速獲得濾波器系數(shù)。圖2(a)和圖2(b)分別是分?jǐn)?shù)時(shí)延因子p變化范圍為-0.5～0.5，歸一化頻率ω變化范圍為0～0.9π時(shí)，基于加權(quán)最小二乘濾波的可變分?jǐn)?shù)時(shí)延全通濾波器輸出的相位時(shí)延和與理想的分?jǐn)?shù)時(shí)延頻率響應(yīng)函數(shù)誤差結(jié)果。

圖2WLS可變分?jǐn)?shù)時(shí)延濾波器結(jié)果

Fig.2Results of the WLS-VFD filter

通過結(jié)果可得，基于非迭代加權(quán)最小二乘濾波的可變分?jǐn)?shù)時(shí)延濾波器能在寬頻帶范圍下可實(shí)現(xiàn)精確的分?jǐn)?shù)時(shí)延。

2.3自適應(yīng)旁瓣相消

自適應(yīng)旁瓣相消方法的核心問題是求解最優(yōu)權(quán)值矢量?；谔卣髯涌臻g的自適應(yīng)旁瓣相消方法是利用干擾子空間與噪聲子空間的正交特性，將權(quán)值矢量向干擾子空間投影得到最優(yōu)權(quán)值矢量，可見準(zhǔn)確估計(jì)干擾子空間十分重要。輔助陣列的接收信號(hào)主要是干擾信號(hào)和噪聲信號(hào)，可通過估計(jì)輔助陣列的協(xié)方差矩陣進(jìn)而獲得干擾子空間和噪聲子空間。假設(shè)存在p個(gè)互不相關(guān)的窄帶干擾，協(xié)方差矩陣R^x特征分解如下式：

(4)

其中，R^x是由k(k≥p)個(gè)輔助陣元數(shù)據(jù)長(zhǎng)度為N的接收信號(hào)估計(jì)的協(xié)方差矩陣；DI和DN是分別由前p個(gè)大特征值和后k-p個(gè)小特征值構(gòu)成的對(duì)角陣；UI和UN分別是DI和DN對(duì)應(yīng)特征向量構(gòu)成的矩陣，其列矢量分別張成的空間為干擾子空間和噪聲子空間。

(1)首先根據(jù)導(dǎo)航信號(hào)入射方向(即波達(dá)角)和主天線與輔助陣列參考陣元間的空間位置估計(jì)信號(hào)時(shí)延τ；

(2)根據(jù)信號(hào)時(shí)延τ和采樣頻率計(jì)算時(shí)延因子I+p，通過補(bǔ)零對(duì)整數(shù)時(shí)延I補(bǔ)償，通過2.2中的可變分?jǐn)?shù)時(shí)延濾波器對(duì)分?jǐn)?shù)時(shí)延p補(bǔ)償；

(3)通過有限長(zhǎng)度的快拍數(shù)估計(jì)輔助陣列的協(xié)方差矩陣和主天線與輔助陣列的相關(guān)矢量，即R^x、R^xy；

(5)

(6)

通過以上方式可將干擾子空間的噪聲分量消除一部分，使干擾子空間與噪聲子空間有更好的正交性，進(jìn)而獲得更優(yōu)的抗干擾性能。

3仿真結(jié)果分析

3.1參數(shù)設(shè)置

本文以FAST 30 m模型脈沖星天線為主天線模型[10]。觀測(cè)不同的射電信號(hào)，其信號(hào)形式有較大差異，無法用統(tǒng)一的形式表示射電信號(hào)，因此本文用功率譜流量密度為1 mJy的隨機(jī)信號(hào)代替射電信號(hào)；輔助天線是由無方向性陣元構(gòu)成的均勻線陣，且陣元間距設(shè)置為0.09 m。以調(diào)制C/A碼B3頻點(diǎn)(1 268.52 MHz)的北斗導(dǎo)航信號(hào)為干擾信號(hào)。

為了定量地對(duì)比時(shí)延補(bǔ)償對(duì)本文方法的影響和本方法較傳統(tǒng)的基于特征子空間自適應(yīng)旁瓣相消方法性能的影響，分別對(duì)比了在時(shí)延補(bǔ)償和時(shí)延未補(bǔ)償情況下的本文方法與基于特征子空間的自適應(yīng)旁瓣相消方法，并討論了不同主天線和輔助陣列間距(即主、輔天線距離)、干擾波達(dá)角度、觀測(cè)時(shí)間、輔助陣元口徑和陣元數(shù)量對(duì)抗干擾性能的影響，參數(shù)設(shè)置如表1。此外，本文利用蒙特卡洛模擬方式消除隨機(jī)誤差對(duì)算法評(píng)價(jià)可靠性的影響。根據(jù)大數(shù)定理可知，在置信度α=0.03，方差為0.074 3(輔助天線噪聲標(biāo)準(zhǔn)差)，蒙特卡洛次數(shù)為200次時(shí)，蒙特卡洛誤差為ε=0.015 8，因此蒙特卡洛次數(shù)為200次時(shí)可以滿足比較算法性能的要求。

表1　仿真參數(shù)對(duì)比

3.2結(jié)果分析

3.2.1主天線與輔助陣列距離的影響

主天線與輔助陣列中參考陣元的距離遠(yuǎn)近導(dǎo)致接收信號(hào)的時(shí)延不同進(jìn)而影響導(dǎo)航信號(hào)的相關(guān)性。因此本文討論了主、輔天線距離對(duì)方法性能的影響，如圖3。

結(jié)合表1和圖3(a)可知，隨著主天線與輔助陣列距離的增加，時(shí)延補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ǜ蓴_抑制度比時(shí)延補(bǔ)償和未補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)旁瓣相消方法高15 dB左右，同時(shí)，時(shí)延未補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ǜ蓴_抑制度，由于時(shí)延的影響隨主、輔天線距離增加而下降；另外，無論時(shí)延是否補(bǔ)償，本文方法和基于特征子空間的自適應(yīng)旁瓣相消方法，隨著主天線與輔助陣列距離增加，信號(hào)損失度相差不大，約1 dB，如圖3(b)。

圖3不同主天線與輔助陣列距離的方法性能對(duì)比

Fig.3Performance comparison with different distance between the main-antenna and the auxiliary antennas as the variable

3.2.2波達(dá)方向和陣元口徑的影響

不同來向的導(dǎo)航信號(hào)由于方向圖的影響，功率差異很大，導(dǎo)致干擾信號(hào)(導(dǎo)航信號(hào))在主天線中干噪比差異也很大；另一方面，陣元口徑影響干擾信號(hào)的接收功率。因此本文討論了不同信號(hào)波達(dá)角θ(與主瓣軸的夾角)和陣元口徑對(duì)方法性能的影響，如圖4。

圖4不同波達(dá)角和輔助陣元口徑的方法性能對(duì)比

Fig.4Performance comparison with direction of arrival as the variable and aperture of the auxiliary antennas as the variable

結(jié)合表1和圖4(a)可得，隨著導(dǎo)航信號(hào)波達(dá)角遠(yuǎn)離主瓣，其信號(hào)功率也隨方向圖變化而減小。時(shí)延補(bǔ)償和時(shí)延未補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ǜ蓴_抑制度也隨之減小，但是時(shí)延補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ū茸赃m應(yīng)旁瓣相消方法干擾抑制度高7～20 dB，而時(shí)延未補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒▋H在信號(hào)波達(dá)角小于2.5°時(shí)比自適應(yīng)旁瓣相消方法干擾抑制度高；圖4(b)中導(dǎo)航信號(hào)波達(dá)角在1.5°范圍內(nèi)信號(hào)損失度比旁瓣方向上更大，是因?yàn)楹铣傻姆较驁D使主瓣零陷，零陷程度越深，信號(hào)的損失越大，因此無論時(shí)延是否補(bǔ)償，本文方法信號(hào)損失度比自適應(yīng)旁瓣相消方法高約3 dB。當(dāng)導(dǎo)航信號(hào)從旁瓣甚至遠(yuǎn)旁瓣進(jìn)入接收機(jī)時(shí)，旁瓣出現(xiàn)零陷，因此信號(hào)損失度GS逐漸趨于0。

結(jié)合表1和圖4(c)可得，隨著輔助陣元口徑增加(等價(jià)于干噪比的增加)，時(shí)延補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ê妥赃m應(yīng)旁瓣相消方法干擾抑制度GI均不斷提高，由于口徑的增大使得干擾信號(hào)接收功率增大。時(shí)延補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)旁瓣相消方法在輔助陣元口徑大于1.4 m時(shí)，干擾抑制度超過時(shí)延未補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ǎ涓蓴_抑制度比時(shí)延補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ǖ腉I低7～10 dB。隨著陣元口徑的增加，本文方法與自適應(yīng)旁瓣相消方法的信號(hào)損失度相差2 dB內(nèi)，如圖4(d)。

3.2.3觀測(cè)時(shí)間和陣元數(shù)量的影響

觀測(cè)時(shí)間是指參與估計(jì)R^x、R^xy運(yùn)算的快拍數(shù)量(即接收信號(hào)數(shù)據(jù)長(zhǎng)度)N所對(duì)應(yīng)的時(shí)間，不同的觀測(cè)時(shí)間影響相關(guān)矩陣的估計(jì)精度，而陣元數(shù)量影響合成方向圖在干擾來向零點(diǎn)的零陷程度和可消除干擾個(gè)數(shù)，因此本文討論了不同觀測(cè)時(shí)間和陣元數(shù)量對(duì)方法性能的影響，如圖5。

結(jié)合表1和圖5(a)可得，隨著觀測(cè)時(shí)間的增加，時(shí)延補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ǜ蓴_抑制性能不斷提高，干擾抑制度比自適應(yīng)旁瓣相消方法高10～18 dB，且比時(shí)延未補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ǜ蓴_抑制度高10～12 dB。相比自適應(yīng)旁瓣相消方法，時(shí)延補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ǖ男盘?hào)損失度GS高約1 dB，如圖5(b)。

圖5不同觀測(cè)時(shí)間和陣元數(shù)量的方法性能對(duì)比

Fig.5Performance comparison between different observation time and between different numbers of auxiliary antenna

結(jié)合表1和圖5(c)可知，隨著陣元數(shù)的增加，兩種抗干擾方法的干擾抑制度都會(huì)隨之增加，但時(shí)延補(bǔ)償?shù)谋疚姆椒ū茸赃m應(yīng)旁瓣相消方法干擾抑制度GI高約14 dB，且比時(shí)延未補(bǔ)償?shù)谋痉椒ǜ蓴_抑制度高約4 dB。此外，無論時(shí)延是否補(bǔ)償，本文方法的信號(hào)損失度GS整體比自適應(yīng)旁瓣相消方法高約1 dB，如圖5(d)。

4結(jié)論

本文針對(duì)導(dǎo)航信號(hào)干擾L波段射電觀測(cè)這一實(shí)際情況，構(gòu)建了基于輔助陣列的抗干擾系統(tǒng)框架，并從射電數(shù)據(jù)應(yīng)用出發(fā)，提出了干擾抑制度和信號(hào)損失度兩個(gè)指標(biāo)。利用導(dǎo)航信號(hào)良好的空間特性和相關(guān)特性，改進(jìn)了傳統(tǒng)的基于特征子空間的自適應(yīng)旁瓣相消方法，使其在干擾功率小于噪聲功率時(shí)依然可有效地消除干擾。此外，本文考慮到由于射電天線與輔助陣列空間相對(duì)位置造成的時(shí)延導(dǎo)致導(dǎo)航信號(hào)相關(guān)性降低問題。利用基于非迭代的加權(quán)最小二乘的可變分?jǐn)?shù)時(shí)延全通濾波器實(shí)現(xiàn)了時(shí)延的精確補(bǔ)償，提高了導(dǎo)航信號(hào)的相關(guān)性。最后基于所提指標(biāo)，通過蒙特卡洛仿真方式，對(duì)比了本文方法與自適應(yīng)旁瓣相消方法，結(jié)果表明本文方法的干擾抑制度提高了10～20 dB，但信號(hào)損失度增加約1 dB。

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*基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金 (11173068, 11303094) 資助.

收稿日期：2015-07-22；

修訂日期：2015-08-14

作者簡(jiǎn)介：黃達(dá)，男，碩士. 研究方向：射電天文抗干擾算法. Email: huangda_nudt@sina.com

中圖分類號(hào)：P161

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A

文章編號(hào):1672-7673(2016)03-0284-09

Mitigation of the Radio Frequency Interference Using an Adaptive Side-Lobe Cancellation Based on Accurate Delay Compensation

Huang Da1，Wang Zhuang1，Cheng Zhu2，Dong Liang3，Su Yao4

(1. ATR Key Lab, School of Electronic Science and Engineering, National University of Defense Technology, Changsha 410073, China; 2. Research Institution of Electronic Engineering, School of Electronic Science and Engineering, National University of Defense Technology, Changsha 410073, China; 3. Yunnan Observatories, Chinese Academy of Sciences, Kunming 650011, China; 4. School of Electronic Engineering Xidian University, Xi′an 710071, China)

Abstract:When navigation signals, as radio interferences, affect observation in L-band, they are different from other types of interferences in communication field or radar.Using the correlation interference, traditional methods are ineffective and they lack effective evaluation indexes, too, because the power of navigation signal is normally weaker than noise power. To solve the above problems, this paper constructs a system framework of radio astronomy interference based on radio signal processing, and raises two indexes: interference suppression and signal loss based on the application of the observation data. After accurate delay compensation, this paper proposes a method to eliminate the effects of the navigation signals, using the adaptive side-lobe cancellation that suppresses the noise component of interference subspace. From the results of the simulation, conclusion can be drawn that the proposed method can effectively suppress the navigation signal in the observations, and the performance is better than that of traditional adaptive side-lobe cancellation based in feature subspace.

Key words:Radio astronomy interference; Adaptive side-lobe cancellation; Navigation signal; Variable fractional delay filter

CN 53-1189/PISSN 1672-7673

①http://www.gps.gov/technical/icwg/ICD-GPS-870A.pdf

②http://www.beidou.gov.cn/attach/2012/12/27/201212273da29c5eb8274deb8cd2b178228ba2bd.pdf