無線接收機中雙模窄帶低噪聲放大器設計

楊立衡，陳勖

（1.深圳信息職業(yè)技術學院學報，廣東 深圳 518172；2.深圳信息職業(yè)技術學院軟件學院，廣東 深圳 518172）

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無線接收機中雙模窄帶低噪聲放大器設計

楊立衡1，陳勖2

（1.深圳信息職業(yè)技術學院學報，廣東 深圳 518172；2.深圳信息職業(yè)技術學院軟件學院，廣東 深圳 518172）

摘 要：本文采用全差分源級退化電感和共源共柵結構設計了一款適用于GSM高頻段手持設備的雙模低噪聲放大器電路。整個電路采用標準0.18μm CMOS工藝設計，實現(xiàn)了高增益、低增益和旁路三種增益模式。仿真結果表明：在DCS1800和PCS1900工作模式下，該低噪聲放大器電路的最大電壓增益分別是20.3dB和20.9dB，最小噪聲系數(shù)分別是1.6dB和1.63dB，在1.8V電源電壓下電流為5.5mA。設計的低噪聲放大器完全滿足DCS1800/PCS1900系統(tǒng)要求。

關鍵詞：低噪聲放大器； 共源共柵； 噪聲系數(shù)；增益控制

引言

當前， 無線通信技術迅猛發(fā)展，終端產品市場上GSM、CDMA、GPS及Bluetooth等多種無線通信標準并存，但GSM仍然是全球最大的占有市場份額最大的無線通訊制式［1-3］。GSM是一個當前由3GPP開發(fā)的開放標準，目前GSM頻段除了包括大家所熟知的GSM850/ GSM900外，還包括DCS1800 / PCS1900，其中DCS1800主要在歐洲、亞洲等地區(qū)使用，而PCS1900主要在美洲等地區(qū)使用。

在無線通信系統(tǒng)接收機前端，接收天線接收進來的信號通常是比較弱的，因此，在對信號進行解調之前，需要有一個放大器對信號進行放大，同時，還必須抑制噪聲信號的放大。這就是低噪聲放大器［4］。作為射頻接收前端的第一個模塊，它不僅要具有較寬的接收信號動態(tài)范圍［5-10］（一般需要達到100dB左右的范圍），而且它的噪聲系數(shù)決定了整個接收系統(tǒng)的噪聲基底。因此，低噪聲放大器必須努力提高信噪比，避免信號在后續(xù)的混頻器處理中被噪聲湮沒。但是低噪聲放大器的增益也不能太高［11-16］，否則對后續(xù)信號處理的混頻器線性提出苛刻而難以達到的要求。另外，較寬的輸入動態(tài)范圍也需要低噪聲放大器具有足夠高的線性［17-22］，避免在強干擾信號情況下，放大器出現(xiàn)增益壓縮、減敏、互調和交調等非線性行為。同時，還應滿足功耗低和占據(jù)芯片面積小，來延長手持設備電池使用時間及降低制造成本。

本文的目的是為采用低中頻架構的GSM高頻段手持設備射頻芯片設計一款實用的雙模低噪聲放大器電路，采用高、低和旁路三種增益模式完成對不同強度的射頻信號的放大，同時采用負載開關電容陣列的方式完成對頻帶的選擇以及工藝偏差的調節(jié)，最終達到系統(tǒng)對性能和頻率覆蓋的要求。

1　結構選擇

低噪聲放大器的噪聲必須盡可能低。因此，對低噪聲放大器電路主體結構的實現(xiàn)不用像其他射頻電路結構那樣復雜，一般單個晶體管即可滿足對信號的放大功能。常見的放大器基本結構有共源、共漏和共源共柵三種結構，如圖1所示。

圖1　三種常見的基本放大器Fig.1 Three basic amplifiers

在三種基本結構中，共源結構具有低功耗特性，而共源共柵結構則因為能夠減小共源結構的密勒效應而被人們作為設計的首選。接下來在源級串聯(lián)一個電感來調節(jié)實現(xiàn)輸入級的功率匹配，這樣的好處是不會引入額外的噪聲。另外，單端放大器對接地的寄生電感非常靈敏，這樣在設計和制造時就會因為偏差而使得性能受到限制；而差分放大器利用尾電流虛地，降低了對寄生電感的靈敏度，采用源級退化電感來調節(jié)等效的輸入電阻，還能夠抑制共模噪聲。當然，差分結構相對于單元而言，需要雙倍的功耗、雙倍的芯片面積，并且需要單端轉差分的巴倫來實現(xiàn)和天線的連接。不過仔細研究DCS1800 / PCS1900的標準，差分結構能夠提供雙倍的增益，偶次諧波抑制較好，具有更大的動態(tài)范圍。綜合上述優(yōu)缺點，本次設計采用全差分源級退化電感的共源共柵結構。

由于設計的低噪聲放大器用于DCS 1800/ PCS1900雙模接收機系統(tǒng)，因此，設計時盡量使各頻段的負載電感共用，來縮小芯片面積。另外由于低噪聲放大器接收信號動態(tài)范圍大（從幾十微伏到幾百毫伏），為了避免混頻器線性飽和，低噪聲放大器的增益要可變；同時為了補償工藝、溫度和電源電壓變化所帶來的影響，低噪聲放大器應該具有自動或半自動補償調節(jié)的功能。

2　電路設計

經(jīng)過論證，GSM雙頻段DCS1800和PCS1900低噪聲放大器共享兩個電感，這樣大大縮小了芯片面積。

根據(jù)輸入信號的大小，低噪聲放大器要實現(xiàn)可變增益控制以滿足混頻器的輸入要求，分別為高增益模式、低增益模式和旁路模式三檔。當接收到的信號非常低，通過高增益模式把其放大；當信號非常大時，通過旁路模式將電路旁路，信號直接進入混頻器；當信號處于中間水平時，通過低增益模式進行適當放大給混頻器。負載LC諧振回路槽的電容以開關電容陣列實現(xiàn)，完成頻帶選擇、工藝偏差的調節(jié)。兩頻帶的偏置電流部分共用，通過開關切換到所需工作頻帶。

對于DCS1800和PCS1900來說，除了工作頻率不同及器件稍有不同之外，其電路結構與工作原理完全一樣，兩頻帶的負載開關電容諧振槽與源級電感共用。因此，僅以PCS1900來闡述低噪聲放大器的電路結構及器件選擇。

2.1核心單元

低噪聲放大器的基本內核就是對輸入信號進行放大的部分，這里包括高、低和旁路三種增益模式，如圖2所示。

圖2　低噪聲放大器電路結構Fig.2 the structure of low noise amplifier

晶體管M0～M7、電感L0～L1及LC tank構成了差分結構的高低增益模式結構，而M8～M9及C0～C1實現(xiàn)信號的旁路。源于差分結構的對稱性，這里以單邊支路來闡述其工作原理。當highgain控制端為高電平，lowgain與bypass控制端為低電平時，晶體管M9與M7關斷，M5與M3導通，電路工作在高增益模式；當lowgain為高電平，highgain與bypass為低電平時，晶體管M9與M3關斷，M5與M7導通，電路工作在低增益模式；當bypass為高電平，lowgain與highgain為低電平時，同時偏置電流源關斷，晶體管M3、M5與M7關斷，M9導通，電路工作在旁路模式。由此可以看到，通過控制流過負載的電路達到改變增益的目的。

放大管與源級電感的選取主要是偏置、噪聲、增益和線性的折中。一般來說，電流增加，增益增大，噪聲系數(shù)變小，但對噪聲系數(shù)而言，這不一定總是正確的。我們選取電流在一個合理值上，放大管W/L增大，gm增大，線性變差，噪聲逐漸變?yōu)橐詼系涝肼暈橹?，放大管W/L減小，gm減小，線性改善，噪聲逐漸變?yōu)橐詵旁肼暈橹?。所以對于放大管來說，我們必須通過在偏置、噪聲、增益與線性之間折中取一個優(yōu)化值。

從輸入端與輸出端來看，無論高增益還是低增益，輸入阻抗理論上沒有變化，輸出端負載包括寄生在內的差別僅在于高增益看到的是M3管導通時的漏級寄生電容，低增益看到的是M3管關斷時的漏級寄生電容，M3管無論導通還是關斷，其漏級pn結都處于反偏狀態(tài)，而反偏時的電容是很小的，所以導通和關斷時的寄生電容差別也應該是非常小的，所以高增益和低增益對外部輸入匹配網(wǎng)絡與輸出寄生電容來說是一樣的。因此，對于以圖2為核心的低噪聲放大器，輸入匹配與輸出調頻對高增益還是低增益都是比較好滿足的，但是對于旁路模式，其結構與工作狀態(tài)完全不同于高低增益時的情況。因此，需要著重考慮開關管M9和耦合電容C1的值，以滿足旁路模式的要求，并能兼容高、低增益模式。

2.2開關電容負載LC諧振槽

圖3是開關電容負載，用來實現(xiàn)工藝角補償。對電感來說，其上的壓降V=Ldi/dt；對于電容，其上的壓降V=∫idt/C。因此，電感值越大，增益越高，電容的可調節(jié)范圍就變小，電感的版圖面積也會變大。所以在滿足增益要求的基礎上盡量減小電感值，應以減小電感所占據(jù)的版圖面積及增大電容的可調節(jié)范圍為主要優(yōu)化目標。同時選取射頻電容來減小對襯底的耦合損耗。

圖3　負載開關電容LC諧振槽Fig.3 The switching capacitor LC resonant tank

偏置控制部分包括頻帶選擇、增益選擇、工藝角補償?shù)倪壿嬁刂撇糠忠约捌秒娏鞯目刂撇糠?。邏輯電路主要是通過譯碼電路邏輯實現(xiàn)的；所有的數(shù)字控制信號都通過從數(shù)字電源電壓轉到模擬電源電壓，即經(jīng)過兩級反相器，再送到對應的開關管的輸入，控制相關的數(shù)字控制。偏置電流部分采用MOS基準實現(xiàn)，主要有三部分組成，來補償溫度變化帶來的影響，低溫和高溫是恒流源，中間溫度是正溫度系數(shù)的電流源。

表1給出了數(shù)字邏輯控制的關系。

表1　數(shù)字邏輯控制關系表Tab.1 The digital logic control relationship

圖4給出了頻帶選擇、增益選擇的邏輯電路。

圖4　頻帶選擇和增益選擇的邏輯電路Fig.4 The logic circuit of band and gain selection

2.3外部輸入匹配網(wǎng)絡

匹配網(wǎng)絡是一個阻抗變換網(wǎng)絡，使得天線接收到的功率盡可能多地被低噪聲放大器接收到。同時，它對低噪放也存在一個最優(yōu)噪聲匹配。匹配網(wǎng)絡選取遵循的原則就是在滿足指標要求的情況下盡可能少用外部器件，及每一外部器件的選取盡可能接近有關廠商所能提供的器件標稱值。

這里由于DCS1800和PCS1900頻段不一樣，故需要分別做匹配電路，不過差別也只是工作頻率，因此外部匹配網(wǎng)絡的結構可以選擇相同。我們選用L型匹配網(wǎng)絡。同時設計時采用的是差分輸入，因此匹配網(wǎng)絡也做了適當調整。如圖5所示。這里同時考慮了封裝寄生電容和鍵合線電感的影響。對于DCS1800頻段，匹配網(wǎng)絡中元件參數(shù)為：Lg=6.4nH，Lp=8.5nH，Cb=8pF。對于PCS1900頻段，Lg=5.8nH，Lp=7.7nH，Cb=8pF。

圖5　外部匹配網(wǎng)絡Fig.5 The external matching network

3　仿真分析

整個低噪聲放大器設計采用TSMC 0.18μm 1P5M的CMOS工藝實現(xiàn)。由于整個低噪聲放大器模塊采用差分輸入輸出工作，在版圖設計時，主要考慮的就是對稱性，另外還需要考慮版圖盡可能緊湊。整個版圖如圖6所示：

圖6　低噪聲放大器版圖Fig.6 The layout of low noise amplifier

利用Cadence公司的SpectreRF仿真工具對整個低噪聲放大器電路的噪聲系數(shù)，電壓增益，輸入匹配和穩(wěn)定性等參數(shù)進行了寄生參數(shù)提取后的仿真分析。

圖7為DCS1800和PCS1900在高增益、低增益和旁路模式下的噪聲系數(shù)。由圖可見，高增益模式下，兩個頻段的噪聲系數(shù)均低于1.8dB，這也完全滿足GSM高頻段指標要求。

圖7　三種增益模式下的噪聲系數(shù)Fig.7 The noise figure under three gain modes

圖8分別給出了DCS1800和PCS1900的電壓增益。可以在高增益模式下，兩個頻段內的電壓增益都超過了20dB，1dB帶寬分別達到了140MHz和108MHz，完全滿足DCS1800（有效帶寬75MHz）和PCS1900（有效帶寬35MHz）的要求。

圖8　三種模式下的電壓增益Fig.8 The voltage gain under three modes

圖9分別是DCS1800和PCS1900在高增益模式下的輸入反射系數(shù)。從仿真圖形上看，輸入匹配網(wǎng)絡設計比較合理，在頻帶內小于指標所要求的-15dB。當然輸入匹配受輸入端寄生電容影響比較大，因此需要設計一定的余量。

圖9　高增益下的輸入反射系數(shù)Fig.9 The input reflection coefficient under high gain

另外，圖10是整個低噪聲放大器電路的穩(wěn)定性曲線?？梢钥吹皆谡麄€頻帶內Kf均大于1，滿足無條件穩(wěn)定的要求。

圖10　低噪聲放大器穩(wěn)定性曲線Fig.10 The stability curve of low noise amplifier

4　結論

根據(jù)DCS1800和PCS1900系統(tǒng)的指標要求，采用全差分源級退化電感和共源共柵結構設計了一款適用于DCS1800/PCS1900雙頻段手持設備的低噪聲放大器電路，通過數(shù)控方式實現(xiàn)了高、低增益和旁路模式和頻段選擇。仿真結果表明，該低噪聲放大器在DCS1800和PCS1900頻段中，電壓增益最大可以達到20.3dB和20.9dB，噪聲系數(shù)最小可以降到1.6dB和1.63dB，完全適用于全集成的DCS1800/ PCS1900手持式設備中。

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【責任編輯：高潮】

【信息技術應用研究】

Design of a dual-mode narrow-band Low-noise amplifier for wireless receivers

YANG Liheng1， CHEN Xu2
（1. Journal Editorial Department， Shenzhen Institute of Information Technology， Shenzhen 518172， China；2. Software Institute， Shenzhen Institute of Information Technology， Shenzhen 518172， China）

Abstract:This paper introduces a dual-mode low-noise amplifier suitable for GSM high-frequency band handset RFIC with fully differential Source degeneration inductor and the structure of cascade. It uses standard 0.18μm CMOS technology and realizes three operation modes: high-gain， low-gain， and by-pass. The simulation results show that the maximum gain are 20.3dB， 20.9dB， the minimum noise figure are 1.6dB， 1.63dB in mode DCS1800 and PCS1900. The circuit dissipates 5.5mA from a 1.8V supply. It will satisfy the requirements of DCS1800/PCS1900 application.

Key words:low noise amplifier； cascode； noise factor； gain control

中圖分類號：TN752

文獻標識碼：A

文章編號：1672-6332（2016）01-0033-06

［收稿日期］2015-12-13

［基金項目］深圳市科技計劃項目（JCYJ20140418100633642）

［作者簡介］楊立衡（1978 - ），男（漢），貴州貴陽人，碩士，工程師，主要研究方向：射頻集成電路設計。E-mail：yanglh@sziit.com.cn