一種無電解電容的單級復(fù)合LED驅(qū)動(dòng)電路

吳南冰，林維明

（福州大學(xué)電氣學(xué)院，福州350116）

DOI：10.13234/j.issn.2095-2805．2016．1．52中圖分類號(hào)：TM 46文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

一種無電解電容的單級復(fù)合LED驅(qū)動(dòng)電路

吳南冰，林維明

（福州大學(xué)電氣學(xué)院，福州350116）

近年來為了提高LED驅(qū)動(dòng)電路轉(zhuǎn)換效率和減小輸出紋波，單級復(fù)合型電路得到深入研究與應(yīng)用。針對輔助繞組支路上串聯(lián)Buck電路的單級反激LED驅(qū)動(dòng)電路，研究了一種輸出電流諧波注入方案，以減小輸出電容，使得輸出電解為高頻容所代。首先，介紹單級復(fù)合電路的工作原理，推導(dǎo)輸出電壓紋波與負(fù)載電流的關(guān)系，分析脈動(dòng)電流的相位對電容電壓紋波的影響，給出負(fù)載電流諧波注入方案的設(shè)計(jì)依據(jù)；其次，給出所述方案的實(shí)現(xiàn)方式與電路；最后，研制了一臺(tái)150 W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證方案的可行性與有效性。

LED驅(qū)動(dòng)器；無電解電容；負(fù)載電流諧波注入；單級復(fù)合電路；單級反饋Flyback與Buck

引言

文獻(xiàn)［1-4］分別提出了基于輔助電路的單級復(fù)合電路，此類電路有一個(gè)突出的優(yōu)點(diǎn)：由輔助繞組構(gòu)成的輔助變換電路參與輸出電壓或輸出電流的調(diào)制，具有優(yōu)越的輸出性能，同時(shí)在合適的控制下輔助變換電路只承擔(dān)小部分功率，減小了成本，也提高了整機(jī)效率。在激烈的市場競爭中，LED驅(qū)動(dòng)器面臨巨大的成本壓力和性能要求，而此類單級復(fù)合電路恰恰對LED驅(qū)動(dòng)器具有較大的應(yīng)用價(jià)值。

近年來電解電容作為驅(qū)動(dòng)器壽命的短板，開展了很多去除電解電容的研究。減小輸出電容通常有以下2種思路：允許更大的輸出電壓波動(dòng)和減小輸入輸出的能量差。前者的研究致力于給出具體電路所能選取的最小輸出電容值，而后者主要有以下4種實(shí)現(xiàn)方式：①在輸入電流中注入3次和5次諧波；②在輸出電流中注入諧波，通過調(diào)整負(fù)載電流達(dá)到減小能量波動(dòng)的目的［5-8］；③引入輔助電路做功率解耦，根據(jù)輸入輸出能量的關(guān)系實(shí)時(shí)改變功率流向；④利用三相電源中各相電源的疊加關(guān)系減小輸入能量波動(dòng)［9］。文獻(xiàn)［10］已對以上無電解電容方案做了全面且詳盡的綜述。

本文采用反激輔助繞組串聯(lián)Buck的單級復(fù)合電路，建立輸出電壓紋波的關(guān)系式，推導(dǎo)出輸出電壓紋波與負(fù)載電流的關(guān)系，在此基礎(chǔ)上，給出一種負(fù)載電流紋波注入的方案，實(shí)現(xiàn)單級無電解LED驅(qū)動(dòng)器。本文設(shè)計(jì)和搭建了150 W的LED驅(qū)動(dòng)電路。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了方案的可行性和有效性。

1　輸出電流諧波分析

1.1單級復(fù)合電路工作過程

基于輔助繞組的單級復(fù)合電路如圖1所示，圖中反激的主繞組輸出電壓Uo1與輔助Buck的輸出電壓Uo2相串聯(lián)，共同為LED負(fù)載供電。

圖1　基于輔助繞組的單級復(fù)合電路Fig.1 Composite single-stage circuit based on flyback auxiliary winding

圖2為電路工作原理示意，圖（a）為電路輸出部分的等效電路，圖（b）為輸出電壓工作波形，其中DS1和DS2分別表示開關(guān)管S1、S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比。由圖可見，2個(gè)開關(guān)管帶來的2個(gè)自由控制量，一是（如S1）控制輸出電流Io，實(shí)現(xiàn)LED的恒流控制；另一是（如S2）控制2個(gè)等效電源各自分擔(dān)的電壓，以確保Buck變換器處理的功率始終處于合適的范圍內(nèi)。通過恒流反饋控制，2等效電源輸出電壓Uo1與Uo2互補(bǔ)，消除了輸出的2次紋波，為LED提供恒定電流源，如圖2（b）所示。

圖2　電路工作原理示意Fig.2 Schematic diagram of circuit operation principle

1.2輸出電壓紋波分析

為簡化分析，以下推導(dǎo)基于工作在CRM模式的反激PFC電路，但不限于此電路。假設(shè)如下：

（1）所有的開關(guān)管、二極管、磁性元件和電容都是理想元件；

（2）開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于電網(wǎng)頻率，視開關(guān)頻率下的電流平均值為對應(yīng)時(shí)刻的電流瞬時(shí)值；

（3）設(shè)計(jì)使得輸出反饋回路的帶寬很窄，可假定注入的輸出電流諧波不會(huì)引入反饋回路中，則在計(jì)算輸出二極管電流時(shí)，視輸出電流、電壓平均值為恒定值。

因此，對于工作在CRM模式的反激PFC電路，根據(jù)法拉第定律，其變壓器原邊峰值電流iLp_p（t）為

式中：iin_p（t）為開關(guān)周期下的輸入電流峰值；Uin_peak為輸入電壓峰值；Lm為變壓器原邊勵(lì)磁電感；ω為電網(wǎng)周期角頻率。

令T、toff、ton分別為開關(guān)管的開關(guān)周期、關(guān)斷時(shí)間、開通時(shí)間，Tline為電網(wǎng)周期。則由法拉第定律可得關(guān)斷時(shí)間toff為

式中：N為變壓器原副邊匝比；Uo為輸出電壓。可得輸入電流開關(guān)周期平均值為

根據(jù)變壓器原副邊電流關(guān)系，可得輸出二極管電流為

在穩(wěn)態(tài)條件下，反激電路在一個(gè)電網(wǎng)周期下的輸出二極管平均值等于負(fù)載電流Io，因此由式（4）可推得開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間為

顯然，在穩(wěn)態(tài)條件下，導(dǎo)通時(shí)間為定值。

根據(jù)數(shù)學(xué)理論，iD（t）為偶函數(shù)，其傅里葉級數(shù)展開式不包含正弦sin e項(xiàng)。對iD（t）做傅里葉級數(shù)分解，其直流分量即為負(fù)載電流平均值Io，則二次工頻分量iD2（t）為

式中，ID2為二次工頻紋波峰值，表達(dá)式為

電容電壓紋波取決于電容上的最大電荷變化量，因而取決于輸出二極管電流與負(fù)載電流的差值的積分。因此輸出電容的二次工頻紋波為

式中：ΔQCo為輸出電容上的最大電荷變化量；io（t）為負(fù)載電流瞬時(shí)值。

當(dāng)負(fù)載電流恒定時(shí)，輸出二次紋波為

1.3負(fù)載電流諧波注入分析

由式（8）可知，輸出電壓紋波與負(fù)載電流io（t）的性質(zhì)相關(guān)。當(dāng)負(fù)載電流含同相位脈動(dòng)量時(shí)，式（8）可寫為

式中，Ipulse為電流脈動(dòng)幅值。

輸出電流諧波注入原理如圖3所示。其中，uo、io（t）為負(fù)載電壓、電流的交流分量。電壓紋波波形如圖3（b）所示。圖中陰影部分面積即為二極管電流與輸出電流之差對時(shí)間的積分量，它表示了輸出電容上的電荷變化量。當(dāng)注入的脈動(dòng)電流與二極管電流二次分量同相位時(shí)可以減小輸出電壓的波動(dòng)，從而有了減小輸出電容值的空間。

若注入的諧波電流是滯后輸出二極管2次分量90°的電流信號(hào)，輸出電壓紋波表達(dá)式為波形如圖3（c）所示，

式中：t0為圖3（c）中所示的脈動(dòng)電流io與二極管紋波電流iD2的交點(diǎn)對應(yīng)的時(shí)刻；SQ1、SQ2為圖3（c）中由電流io、iD2曲線與橫坐標(biāo)包圍的面積。

根據(jù)幾何學(xué)理論可知，電容上的最大電荷變化量等于二極管二次電流紋波的正半周期積分加上SQ1再減去SQ2。同樣可推知，SQ1大于SQ2，即電容的電荷變化量不但沒有減少還略有增加。因此，負(fù)載電流諧波注入的效果與注入脈動(dòng)電流的相位密切相關(guān)。

圖3　輸出電流諧波注入原理Fig.3 Principle of output current harmonic injection

根據(jù)式（6），可得輸出二極管電流二次紋波分量與整流橋后的輸入電壓的相位關(guān)系，如圖4所示。為了得到與輸出二極管電流基本同相的波形，可以通過輸入電壓與其平均值的比較來實(shí)現(xiàn)。

圖4　諧波注入方案的實(shí)現(xiàn)Fig.4 Realization of harmonic injection solution

1.4諧波注入設(shè)計(jì)考慮

文獻(xiàn)［5，11-13］表明，由于人眼的光感滯后效應(yīng)，在LED驅(qū)動(dòng)電流中注入100 Hz的諧波不會(huì)帶來頻閃。

本文將輸出電流注入了2倍電網(wǎng)頻率的脈動(dòng)電流，因此有必要確定流過LED的電流限值。表1為常見的LED廠商提供的LED相關(guān)數(shù)據(jù)。因此，通常負(fù)載電流峰值會(huì)控制在1.42倍的額定電流以內(nèi)。文獻(xiàn)［12，13］對不同驅(qū)動(dòng)電流下的LED光效做測試，研究表明含有合適紋波量的驅(qū)動(dòng)電流對LED光效無顯著影響，當(dāng)驅(qū)動(dòng)電流紋波量為35%時(shí)，光效約96%（無紋波時(shí)，光效為100%）；紋波量為100%時(shí)，光效約93%。

表1　LED的驅(qū)動(dòng)電流相關(guān)數(shù)據(jù)Tab.1 Relevant data of LED beads

2　樣機(jī)設(shè)計(jì)

2.1電路的控制策略

本文設(shè)計(jì)了一臺(tái)150 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，F(xiàn)lyback電路采用恒壓控制，輔助繞組上的Buck電路采用恒流控制，電路的控制框圖如圖5所示。窄帶寬的電壓環(huán)保證了良好的輸入性能，快響應(yīng)的電流環(huán)使得電路具備優(yōu)越的動(dòng)態(tài)性能。

2.2無電解方案的實(shí)現(xiàn)

本文利用輸入電壓與其平均值的滯環(huán)比較獲得注入信號(hào)，如圖6所示。忽略輸入EMI濾波器的影響，可以計(jì)算出輸入電壓與其平均值的交點(diǎn)在100 Hz頻率下的相位約為79.06°，見圖4。由此比較，生成的脈動(dòng)電流與輸出二極管電流相差10.94°，通過調(diào)整實(shí)際比較值（電阻R8與R10的分壓值）可以消除這一誤差。

圖5　實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的控制框圖Fig.5 Control block diagram of experimental prototype

圖6　輸出電流紋波注入的實(shí)現(xiàn)電路Fig.6 Realization circuit of output current ripple injection

3　實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文研制的原理樣機(jī)的主要性能參數(shù)為：輸入電壓176～277 Vac/50 Hz；輸出電壓107～214 Vdc，輸出電流平均值700 mA；在沒有采用無電解方案前，副邊主繞組輸出電容Cs1取150 μF/250 V，輔助繞組輸出電容Cs2取220 μF/100 V，樣機(jī)在全輸入電壓范圍和全負(fù)載范圍下，PF大于0.94，THD小于18.5%，在輸入電壓220 Vac、額定輸出條件下，整機(jī)效率達(dá)到93%。

采用負(fù)載電流諧波注入后，輸出電容取值：Cs1= 30 μF，Cs2=47 μF，從而可以分別用CBB電容（10 μF/250 V×3）與貼片電容（4.7 μF/100 V×10）替代電解電容。圖7為輸入電壓220 Vac、額定輸出時(shí)的輸入電流、輸入電壓、輸出電壓和輸出電流波形?？梢钥闯觯敵雒}動(dòng)電流的相位與設(shè)計(jì)相符。輸出電流紋波峰峰值268 mA，紋波為38.6%。

圖7　150 W無電解LED驅(qū)動(dòng)器的輸入輸出波形Fig.7 Input and output waveforms of the 150 W LED driver without electrolytic capacitor

圖8為額定輸入輸出時(shí)，不同條件下的主繞組輸出電壓us1、輔助繞組輸出電壓波形us2。由圖8（a）與圖8（b）的電壓峰值對比可以看出，本文無電解電容方案給副邊元器件增加的電壓應(yīng)力有限，可被接受。

圖8　不同條件下副邊繞組輸出電壓Fig.8 The secondary winding output voltages under different conditions

圖9　有無注入諧波電流時(shí)的副邊繞組電壓紋波Fig.9 the secondary winding output voltage ripple under different conditions

圖9為在相同容值條件下有無注入脈動(dòng)電流時(shí)的副邊輸出電壓紋波Δus1、Δus2。未注入脈動(dòng)電流時(shí)，Δus1=37 V，Δus2=13.9 V；注入脈動(dòng)電流后電壓紋波分別降至26 V、9.8 V。

圖10示出本文150 W無電解LED驅(qū)動(dòng)器在220 Vac輸入條件下和在額定輸出214 V/700 mA條件下的PF、THD與整機(jī)效率。其中，額定輸入輸出情況下，PF為0.989，THD為11.6%，效率為92.1%。

圖10　150 W無電解LED驅(qū)動(dòng)器實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)Fig.10 Experimental data of the 150 W LED driver without electrolytic capacitor

4　結(jié)語

本文研究一種基于負(fù)載電流諧波注入的無電解電容單級復(fù)合的LED驅(qū)動(dòng)電路，分析諧波注入的原理，并分析注入脈動(dòng)電流的相位與輸出電壓紋波的關(guān)系。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了方案的可行性與有效性。所述方案兼顧了LED驅(qū)動(dòng)器的壽命、輸入性能、效率與成本，低壓輸入時(shí)PF在0.99以上，THD小于9%，整機(jī)效率可達(dá)到94.7%。同時(shí)輸出電流紋波控制在可接受的范圍內(nèi)，最大電流紋波小于40%。

所述LED驅(qū)動(dòng)器不足之處在于：負(fù)載電流的控制是通過控制小功率Buck的輸出電壓實(shí)現(xiàn)的，這意味著負(fù)載電流的控制范圍是有限的。輔助繞組支路上串聯(lián)可升降壓變換器可以消除這一限制，但會(huì)導(dǎo)致該變換器的電壓應(yīng)力與功率過大，功率器件需要升級。因此，設(shè)計(jì)需要權(quán)衡。

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A Composite Single-stage LED Driver Without Electrolytic Capacitor

WU Nanbing，LIN Weiming
（School of Eectrical Engineering，F(xiàn)uzhou University，F(xiàn)uzhou 350116，China）

In order to improve efficiency of LED driver and reduce output ripple，composite single-stage circuit has been well studied in recent years. In this paper a scheme of output current harmonic injection applied to Flyback converter is studied which the auxiliary winding branch is in series with Buck converter，forthat high frequency capacitors can be adopted instead of electrolytic capacitors. First the function equation between output voltage ripple and load current is deduced，the effect of pulse current's phase to capacitor voltage ripple is analyzed in details，and the design basis of the scheme of output current harmonic injection is given；Then the implementation of the scheme is given；Finally，a 150 W experimental prototype is developed. The experimental results prove the feasibility and the effectiveness of the scheme.

LED driver；electrolytic capacitor-less；output current harmonic injection；composite single-stage circuit；Flyback and Buck

吳南冰

2015-08-17

吳南冰（1990-），男，通信作者，碩士，研究方向：電力電子變流技術(shù)，E-mail：842527520@qq.com。

林維明（1964-），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向：電力電子變流技術(shù)，E-mail：weiming@fzu.edu.cn。