適用于大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)的級(jí)聯(lián)H橋和模塊化多電平逆變器分析比較

曹煒，徐永海，李善穎，吳濤（.新能源電力系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華北電力大學(xué)），北京　006；.華北電力科學(xué)研究院有限責(zé)任公司，北京　00045）

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適用于大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)的級(jí)聯(lián)H橋和模塊化多電平逆變器分析比較

曹煒1，徐永海1，李善穎2，吳濤2
（1.新能源電力系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華北電力大學(xué)），北京102206；2.華北電力科學(xué)研究院有限責(zé)任公司，北京100045）

摘要：大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)（energy storage system，ESS）一般需要通過(guò)功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)（power co nversion system，PCS）并入電網(wǎng)中，目前大容量PCS較為先進(jìn)拓?fù)渲饕屑?jí)聯(lián)H橋結(jié)構(gòu)和模塊化多電平結(jié)構(gòu)。對(duì)結(jié)合儲(chǔ)能系統(tǒng)的級(jí)聯(lián)H橋逆變器和模塊化多電平逆變器進(jìn)行了仿真和分析，將它們?cè)诳煽啃?、輸出效率、?jīng)濟(jì)性等多方面進(jìn)行評(píng)估比較，分析結(jié)果表明2種拓?fù)涓骶咛厣耐瑫r(shí)也不可避免的存在不足，對(duì)此提出了適用于大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)輸出拓?fù)涞慕ㄗh。

關(guān)鍵詞：儲(chǔ)能系統(tǒng)；功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)；級(jí)聯(lián)H橋；模塊化多電平

KEY W0RDS：energY storage sYstem；Power conversion sYstem；cascaded H-bridge；modu1ar mu1ti1eve1

SuPPorted bY Nationa1 863 High Techno1ogY Fund Program （2011AA05A113）.

隨著經(jīng)濟(jì)社會(huì)不斷發(fā)展，風(fēng)能、太陽(yáng)能等新能源發(fā)展迅速，在電網(wǎng)中所占比例也越來(lái)越大。在新能源電力系統(tǒng)中采用儲(chǔ)能技術(shù)能夠有效地實(shí)現(xiàn)可再生能源的友好接入和協(xié)調(diào)控制［1-2］。儲(chǔ)能系統(tǒng)能夠?qū)㈦娔苻D(zhuǎn)化為化學(xué)能、勢(shì)能、電磁能等形態(tài)進(jìn)行存儲(chǔ)，并在需要時(shí)重新轉(zhuǎn)換為電能予以釋放。

儲(chǔ)能電池一般通過(guò)功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)并入電壓等級(jí)較高的電網(wǎng)中［3］，傳統(tǒng)的三相橋式逆變器所輸出的電平數(shù)較低，容量受限，在大容量高電壓的情況下采用開(kāi)關(guān)器件的串并聯(lián)來(lái)解決耐壓?jiǎn)栴}，有時(shí)會(huì)造成動(dòng)靜態(tài)均壓?jiǎn)栴}，而接入變壓器又增大了成本和體積；中點(diǎn)箝位電路需要大量的二極管和電容，電路結(jié)構(gòu)和控制策略非常復(fù)雜，易產(chǎn)生中點(diǎn)漂移等問(wèn)題；而多電平逆變器能夠?qū)⒎稚⒌碾姵貥?gòu)成大功率儲(chǔ)能系統(tǒng)，提高工作頻率，輸出電壓電流品質(zhì)高。目前較為先進(jìn)的大容量PCS拓?fù)渲饕屑?jí)聯(lián)H橋結(jié)構(gòu)（cascaded H-bridge converter，CHC）和模塊化多電平結(jié)構(gòu)（modu1ar mu1ti1eve1 converter，MMC）。針對(duì)這2種拓?fù)洌呀?jīng)有不少論文進(jìn)行了相應(yīng)的論述［4-8］，但是對(duì)于2種先進(jìn)拓?fù)涞闹麟娐方Y(jié)構(gòu)分析和相互間的異同權(quán)衡，目前國(guó)內(nèi)外進(jìn)行的研究較少［9-11］。文獻(xiàn)［9］介紹了傳統(tǒng)逆變結(jié)構(gòu)、二極管鉗位結(jié)構(gòu)以及級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)逆變器間的異同，但并沒(méi)有介紹目前先進(jìn)的MMC結(jié)構(gòu)；文獻(xiàn)［10］對(duì)儲(chǔ)能電池分散接入、集中接入MMC以及分散接入CHC結(jié)構(gòu)進(jìn)行了對(duì)比分析，其結(jié)論表明分散接入MMC的方式下?lián)p耗最小，同時(shí)MMC結(jié)構(gòu)的冗余設(shè)計(jì)較為靈活；文獻(xiàn)［11］對(duì)CHC結(jié)構(gòu)和MMC結(jié)構(gòu)的器件數(shù)量以及輸出效率進(jìn)行了對(duì)比，但是并沒(méi)有涉及其他方面。

本文在PSCAD/EMTDC中搭建了2種拓?fù)淙萘繛?0 MV·A的25電平仿真模型，并進(jìn)行了仿真分析，在可靠性、輸出效率和經(jīng)濟(jì)性等多方面對(duì)這2種拓?fù)溥M(jìn)行了分析，給出了較為綜合全面的評(píng)價(jià)，提出了適用于大容量多電平輸出拓?fù)涞慕ㄗh。

1　2種功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)拓?fù)浼翱刂撇呗?/h2>

1.1級(jí)聯(lián)H橋結(jié)構(gòu)

圖1給出了級(jí)聯(lián)H橋結(jié)構(gòu)PCS與儲(chǔ)能系統(tǒng)結(jié)合的拓?fù)洹?chǔ)能電池接入PCS主要通過(guò)3種形式：直接并聯(lián)、通過(guò)非隔離式DC/DC變換器以及通過(guò)隔離式DC/ DC變換器接入。采用直接并聯(lián)的方式結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，能耗較低，但并聯(lián)電池組之間容易產(chǎn)生充放電電流不均衡和環(huán)流等問(wèn)題；采用隔離式DC/DC變換器的方式能夠?qū)崿F(xiàn)電網(wǎng)和儲(chǔ)能裝置的隔離運(yùn)行，但開(kāi)關(guān)器件較多，控制電路和驅(qū)動(dòng)電路較復(fù)雜，高頻變壓器的存在也限制了電池容量的大小。綜合考慮，本文采用非隔離式DC/DC變換器接入PCS。圖1中儲(chǔ)能系統(tǒng)采用磷酸鐵鋰電池模型，分多組通過(guò)非隔離式DC/DC變換器與逆變器每個(gè)級(jí)聯(lián)模塊直流側(cè)電容并聯(lián)，每相經(jīng)過(guò)連接電感Ls接入電網(wǎng)中，當(dāng)電池充電與放電時(shí)變換器分別工作在Buck模式和Boost模式，適合波動(dòng)性比較大的電源并網(wǎng)補(bǔ)償。非隔離式DC/DC變換器實(shí)現(xiàn)變化的電壓與級(jí)聯(lián)模塊電容電壓動(dòng)態(tài)匹配，使電池側(cè)與電網(wǎng)側(cè)功率平衡，共同維持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定。

圖1　級(jí)聯(lián)型PCS拓?fù)銯ig. 1 Topology of the cascaded PCS

為了分析方便以及對(duì)輸出功率進(jìn)行更有效的控制，利用Park變換將靜止坐標(biāo)系下的時(shí)變系數(shù)微分方程轉(zhuǎn)換為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下常系數(shù)微分方程，同時(shí)結(jié)合直流側(cè)以及交流側(cè)的電路方程能夠得出級(jí)聯(lián)PCS的數(shù)學(xué)模型：

式中：ω為dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下旋轉(zhuǎn)角頻率；U1為電網(wǎng)電壓的瞬時(shí)值；Udc為逆變器直流側(cè)電容電壓；k為逆變器的調(diào)制比；δ為逆變器和電網(wǎng)的相角差。

在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，由于連接電抗導(dǎo)致有功和無(wú)功電流出現(xiàn)耦合，可采取電流前饋解耦控制實(shí)現(xiàn)有功功率和無(wú)功功率的解耦。參考電流控制指令經(jīng)過(guò)前饋解耦環(huán)節(jié)得到逆變器每相輸出參考電壓，經(jīng)過(guò)dq/abc反變換至靜止坐標(biāo)系下，作為調(diào)制波產(chǎn)生CPS-PWM信號(hào)，級(jí)聯(lián)型PCS內(nèi)環(huán)采用的是電流解耦控制，而外環(huán)采用的是電壓控制，其主要目的是控制每個(gè)級(jí)聯(lián)模塊直流側(cè)電壓平衡［12］。圖2示出的是級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)PCS控制框圖。

儲(chǔ)能系統(tǒng)與電網(wǎng)交換的有功和無(wú)功功率可以表示為：

1.2模塊化多電平結(jié)構(gòu)

模塊化多電平PCS與儲(chǔ)能電池結(jié)合的拓?fù)淙鐖D3所示，O點(diǎn)表示零電位參考點(diǎn)。一個(gè)換流器有6個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂由一個(gè)電抗器L0和N個(gè)子模塊（SM）串聯(lián)而成，儲(chǔ)能系統(tǒng)以分布式的方式與SM并聯(lián)。上下2個(gè)橋臂構(gòu)成一個(gè)相單元，2個(gè)橋臂電抗器的連接點(diǎn)構(gòu)成對(duì)應(yīng)相的交流輸出端。單個(gè)并聯(lián)儲(chǔ)能系統(tǒng)的SM結(jié)構(gòu)如圖3中所示，T1～T4代表IGBT，D1～D4代表反并聯(lián)二極管，C0代表子模塊的直流側(cè)電容器；Uc為電容電壓，uSM為子模塊兩端的電壓。

MMC結(jié)構(gòu)控制框圖如圖4所示。MMC型PCS具有多種調(diào)制方式，但是在大功率和高電平數(shù)的場(chǎng)合，為了減少電力電子器件的開(kāi)關(guān)損耗，需要采用開(kāi)關(guān)頻率較低的調(diào)制方式，因此在仿真模型中選用最近電平逼近調(diào)制（nearest 1eve1 modu1ation，NLM）較為合適，這也是在MMC結(jié)構(gòu)中應(yīng)用較為廣泛的一種調(diào)制方式。MMC型PCS采取的是電流前饋解耦控制，這和CHC型PCS所采用的控制策略是相同的，但是逆變器每相輸出參考電壓經(jīng)過(guò)dq/abc反變換至靜止坐標(biāo)系下后采用的是NLM和子模塊電容電壓均衡控制，從而得到子模塊觸發(fā)信號(hào)。

圖2　級(jí)聯(lián)型PCS控制框圖Fig. 2 Control block of the cascaded PCS

圖3　模塊化多電平PCS拓?fù)銯ig. 3 Topology of the modular multilevel PCS

圖4　模塊化多電平型PCS控制框圖Fig. 4 Control block of modular multilevel PCS

2　仿真分析

以電壓等級(jí)10 kV，容量為20 MV·A的PCS為例，在PSCAD/EMTDC環(huán)境下搭建了CHC型和MMC型電池儲(chǔ)能系統(tǒng)，系統(tǒng)仿真參數(shù)如表1所示。

圖5給出了CHC結(jié)構(gòu)和MMC結(jié)構(gòu)四象限運(yùn)行仿真特性波形，開(kāi)始給定輸出有功、無(wú)功功率10 MW，1.8 s時(shí)有功功率變?yōu)?10 MW，2.1 s時(shí)無(wú)功功率變?yōu)?10 Mvar，2.5 s時(shí)有功功率變?yōu)?0 MW。在整個(gè)功率調(diào)節(jié)過(guò)程系統(tǒng)能夠較好的跟隨指令發(fā)出有功、無(wú)功功率，實(shí)現(xiàn)了電池儲(chǔ)能系統(tǒng)能量的雙向流動(dòng)和四象限運(yùn)行。

表1　CHC和MMC型PCS仿真參數(shù)Tab. 1 Simulation parameters of CHC PCS and MMC PCS

圖5　2種拓?fù)溥\(yùn)行四象限仿真結(jié)果Fig. 5 Simulation results of the two topologies in four quadrant operation

3　2種功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)分析比較

2種功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)均能夠?qū)崿F(xiàn)有功、無(wú)功功率的四象限運(yùn)行，但兩者拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不同，所采取的控制策略也有差異，兩者在工程應(yīng)用中的可靠性、輸出效率以及經(jīng)濟(jì)性等方面有待進(jìn)行深入探討。

3.1可靠性比較

可靠性問(wèn)題是進(jìn)行大容量PCS主電路設(shè)計(jì)選用時(shí)首先考慮的問(wèn)題，可靠性模型是為了預(yù)估系統(tǒng)可靠性建立的數(shù)學(xué)模型。影響系統(tǒng)可靠性的核心問(wèn)題是主電路拓?fù)湟约八x用器件的可靠性，PCS器件主要由IGBT、二極管以及電容器組成（為了簡(jiǎn)化計(jì)算，相應(yīng)的控制電路以及附屬設(shè)備暫不考慮）。PCS每個(gè)模塊包括逆變側(cè)的器件以及直流側(cè)Buck-Boost電路所含有的器件，其可靠性由所含有的IGBT、二極管以及電容器共同決定［13］。

定義逆變側(cè)IGBT、二極管和電容器的可靠性分別為R1、R2和R5，直流側(cè)IGBT、二極管的可靠性分別為R3、R4，CHC結(jié)構(gòu)每個(gè)模塊逆變側(cè)有4個(gè)IGBT及反并聯(lián)二極管，直流側(cè)有2個(gè)IGBT及反并聯(lián)二極管，同時(shí)還有一個(gè)電容器，由此可以得到CHC結(jié)構(gòu)每個(gè)模塊的可靠度：

同樣可以得到MMC結(jié)構(gòu)每個(gè)模塊的可靠度：

一般電力電子器件的壽命服從指數(shù)分布：

式中：λi為第i個(gè)電力電子器件的失效率。

眼鏡、圍巾、口罩等：如果在雨雪天出門鍛煉，可以準(zhǔn)備一個(gè)跑步眼鏡，雨天避免雨水刺激看得清，雪天防止雪盲。脖子怕冷的話可以戴一個(gè)脖套式的圍巾，不影響運(yùn)動(dòng)又能夠保暖。如果對(duì)冷空氣比較敏感，吸入過(guò)多會(huì)過(guò)敏或者導(dǎo)致上呼吸道問(wèn)題等等，可以準(zhǔn)備一個(gè)口罩，避免冷空氣直接進(jìn)入呼吸道。還有其他裝備例如運(yùn)動(dòng)手環(huán)等可穿戴設(shè)備，就可以視個(gè)人情況而定了。

由此可以得到CHC或者M(jìn)MC每個(gè)模塊的可靠度［14］：

式中：n為每個(gè)模塊所含有的電力電子器件個(gè)數(shù)；λi為第i個(gè)元器件的失效率；λU為單個(gè)模塊的總失效率，等于所有元器件失效率之和。

CHC和MMC都是由多個(gè)模塊構(gòu)成，每個(gè)模塊相互獨(dú)立并且采用服從相同壽命分布的電力電子器件。在實(shí)際的裝置中，需要設(shè)置一定的冗余模塊，以保證一個(gè)或若干個(gè)模塊發(fā)生故障的情況下儲(chǔ)能系統(tǒng)仍然能夠正常工作，因此整個(gè)裝置的可靠性可以采用k/n（G）可靠性模型進(jìn)行分析。k/n（G）可靠性模型指的是在組成系統(tǒng)的n個(gè)單元中，至少其中的k個(gè)單元正常工作，那么系統(tǒng)運(yùn)行正常。若每相均含有n-k個(gè)冗余模塊，運(yùn)行中有模塊發(fā)生故障時(shí)，故障模塊會(huì)被冗余備用的模塊代替。在分析過(guò)程中，每個(gè)模塊的核心器件是IGBT，為了簡(jiǎn)化分析，單個(gè)模塊的總失效率可以近似用IGBT的失效率進(jìn)行分析，可取λCHC=0.049 2，λMMC=0.025 2。

采用k/n（G）模型可以得到PCS系統(tǒng)的可靠度：

式中：RU（t）為單個(gè)模塊的可靠度；p為采用的鏈?zhǔn)絺€(gè)數(shù)，其中CHC為3，MMC為6。

系統(tǒng)的平均無(wú)故障時(shí)間θ可以表示為：

對(duì)于CHC結(jié)構(gòu)，每相由12個(gè)模塊組成；對(duì)于MMC結(jié)構(gòu)，每相由24個(gè)模塊組成，6個(gè)橋臂。以每相2個(gè)冗余模塊為例，CHC結(jié)構(gòu)和MMC結(jié)構(gòu)的可靠度曲線如圖6所示。CHC結(jié)構(gòu)單相可靠度θ＇CHC=4.71 a，三相平均壽命θCHC=1.57 a，MMC結(jié)構(gòu)單相可靠度θ＇MMC= 4.77 a，三相平均壽命θMMC=0.8a。

圖6　2種拓?fù)鋕/n（G）模型可靠度曲線Fig. 6 Reliability curve of k/n（G）model of the two topologies

圖7　2種拓?fù)淦骄鶡o(wú)故障時(shí)間曲線Fig. 7 MTTF curve of the two topologies

3.2輸出效率比較

器件的損耗對(duì)系統(tǒng)設(shè)計(jì)、器件參數(shù)以及散熱器的選擇相當(dāng)重要。PCS的損耗主要包括靜態(tài)損耗和開(kāi)關(guān)損耗。靜態(tài)損耗主要包括IGBT和反并聯(lián)二極管的通態(tài)損耗，開(kāi)關(guān)損耗主要考慮IGBT的開(kāi)通關(guān)斷過(guò)程中的損耗。在進(jìn)行損耗計(jì)算之前，首先需要對(duì)IGBT進(jìn)行選型?？紤]工程實(shí)際以及2倍電流裕量，CHC結(jié)構(gòu)PCS逆變側(cè)采用Infineon公司的FZ3600R17HP4型號(hào)（1.7 kV/3.6 kA），直流側(cè)Buck-Boost變換器采用FZ1600R17HP4型號(hào)（1.7 kV/1.4 kA）。MMC結(jié)構(gòu)PCS逆變側(cè)采用Infineon公司的FZ2400R17HP4型號(hào)（1.7 kV/2.4 kA），直流側(cè)Buck-Boost變換器采用FZ400R17KE4型號(hào)（1.7 kV/400 A）。表2示出的是所選用器件的基本參數(shù)。

表2　所選用器件的參數(shù)Tab. 2 Parameters of the selected device

對(duì)于通態(tài)損耗，可以用飽和壓降，內(nèi)部電阻來(lái)進(jìn)行計(jì)算。IGBT及二極管的通態(tài)損耗為：

式中：UCE.sat為IGBT的飽和壓降；Ron為IGBT的內(nèi)部電阻；Iavg為流過(guò)器件的平均電流；Irms為流過(guò)電流的有效值。

對(duì)于器件的開(kāi)關(guān)損耗，在精確度要求不高的情況下，反并聯(lián)二極管的開(kāi)關(guān)損耗可以忽略不計(jì)，只考慮IGBT的開(kāi)關(guān)損耗。在特定條件下，IGBT的開(kāi)關(guān)損耗曲線可以從器件制造商的數(shù)據(jù)表中得到。實(shí)際情況中開(kāi)關(guān)損耗還與結(jié)溫以及電壓有關(guān)，因此加入結(jié)溫系數(shù)ρ（Tj），可以由數(shù)據(jù)表計(jì)算得到。器件的開(kāi)關(guān)能量可以用二次函數(shù)進(jìn)行擬合：

式中：Eon為每個(gè)脈沖對(duì)應(yīng)的IGBT開(kāi)通能量；Eoff為IGBT關(guān)斷能量；a，b，c為擬合系數(shù)；ρ（Tj）為結(jié)溫系數(shù)；Udc為直流側(cè)電壓；Udcref為特定條件下的直流電壓。

器件的開(kāi)關(guān)損耗為：

式中：Tc為基波周期；N為一個(gè)周期內(nèi)的開(kāi)通次數(shù)。

對(duì)于CHC結(jié)構(gòu)，在計(jì)算時(shí)其逆變側(cè)載波頻率設(shè)為800 Hz，直流側(cè)Buck-Boost電路開(kāi)關(guān)頻率設(shè)為200 Hz；對(duì)于MMC結(jié)構(gòu)，文獻(xiàn)［16］總結(jié)了采用NLM對(duì)應(yīng)的等效開(kāi)關(guān)頻率，一般可以設(shè)為400 Hz甚至更少，直流側(cè)電路開(kāi)關(guān)頻率設(shè)為200 Hz。

圖8所示的是不同輸出功率下2種拓?fù)漭敵鲂省Ｓ蓤D8可以看出，在不同輸出功率情況下，MMC結(jié)構(gòu)輸出效率較CHC結(jié)構(gòu)要高，雖然MMC結(jié)構(gòu)有更多的模塊和電力電子器件，但是相對(duì)來(lái)說(shuō)，MMC具有更低的等效開(kāi)關(guān)頻率和更高的效率。

圖8　2種拓?fù)湫时容^Fig. 8 Comparison of efficiency between the two topologies

3.3經(jīng)濟(jì)性比較

經(jīng)濟(jì)性是工程應(yīng)用中必須要考慮的問(wèn)題，科學(xué)選擇主電路拓?fù)涫墙档统杀镜闹匾獌?nèi)容。在目前以及可預(yù)見(jiàn)的將來(lái)，大容量功率開(kāi)關(guān)器件仍將占據(jù)硬件成本的主要地位。因此對(duì)于CHC和MMC結(jié)構(gòu)，最重要的就是對(duì)開(kāi)關(guān)器件進(jìn)行選型比較。

CHC每相模塊數(shù)為12個(gè)，逆變側(cè)所采用的IGBT 為144個(gè)，直流側(cè)采用的IGBT為72個(gè)，MMC共有6個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂模塊數(shù)為24個(gè)，逆變側(cè)共有288個(gè)IGBT，同時(shí)直流側(cè)所需要的IGBT數(shù)量也為288個(gè)，雖然同樣容量下MMC所用的IGBT規(guī)格小于CHC結(jié)構(gòu)，但是MMC所需要的IGBT數(shù)量超過(guò)MMC 2倍，高壓大電流等級(jí)下的IGBT價(jià)格較高，這樣CHC的價(jià)格優(yōu)勢(shì)就顯現(xiàn)出來(lái)了。由于MMC每增加一個(gè)電平，就需要在上下橋臂同時(shí)增加一個(gè)子模塊輸出單元，因此在高電平條件下，MMC所需要的模塊數(shù)遠(yuǎn)高于CHC。此外，MMC所需要連接電抗以及電容值同樣高于CHC，在這里不再贅述。

同時(shí)，由于MMC存在公共直流母線，正負(fù)母線發(fā)生短路故障的時(shí)候有可能燒壞IGBT反并聯(lián)二極管，因此需要在模塊中額外并聯(lián)通流能力更強(qiáng)的晶閘管加以保護(hù)，但是CHC結(jié)構(gòu)并不需要［17］。

由于功率開(kāi)關(guān)器件、電容等器件在裝置成本中占有很大比重，同時(shí)也是決定裝置體積的主要因素，因此從經(jīng)濟(jì)性上來(lái)說(shuō)，CHC結(jié)構(gòu)要優(yōu)于MMC結(jié)構(gòu)。

3.4其他評(píng)價(jià)

對(duì)于MMC結(jié)構(gòu)，CPS-PWM和NLM都是常用的調(diào)制方法。CHC結(jié)構(gòu)所采用的CPS-PWM調(diào)制相對(duì)于NLM來(lái)說(shuō)具有較小的低次諧波分量，THD更低。但是在高電平場(chǎng)合，電平數(shù)增多會(huì)導(dǎo)致載波之間的移相角很小，載波角物理實(shí)現(xiàn)所需要的精度較高，同時(shí)需要復(fù)雜的角度計(jì)算和存儲(chǔ)，而NLM物理實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，占用的硬件資源較少。從輸出效率上來(lái)說(shuō)，在高電平場(chǎng)合采用NLM調(diào)制能夠明顯降低開(kāi)關(guān)損耗，這在3.2節(jié)中已有體現(xiàn)。

兩者的綜合比較還要考慮到各自所具有的特點(diǎn)，CHC結(jié)構(gòu)在對(duì)不平衡電流的補(bǔ)償所采用的控制策略比MMC略復(fù)雜［17］；MMC結(jié)構(gòu)有公共直流母線，易于拓展，因而具有較高的靈活性，可以加以利用構(gòu)成新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［18］，同時(shí)在冗余設(shè)計(jì)上比CHC結(jié)構(gòu)靈活［10］，但MMC結(jié)構(gòu)同樣也有顯而易見(jiàn)的缺點(diǎn)，即內(nèi)部存在環(huán)流［19-20］，這樣容易使橋臂電流出現(xiàn)畸變，同時(shí)增加了對(duì)內(nèi)部開(kāi)關(guān)器件額定電流的要求，使得損耗增大。

4　結(jié)論

本文對(duì)適用于大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)的CHC和MMC結(jié)構(gòu)PCS進(jìn)行了仿真分析，在可靠性、輸出效率及經(jīng)濟(jì)性等方面進(jìn)行了比較和評(píng)價(jià)，得出以下結(jié)論：

1）2種拓?fù)渚軌蜻_(dá)到有功、無(wú)功調(diào)節(jié)的目的，在相同電平數(shù)下，CHC結(jié)構(gòu)可靠性略高于MMC結(jié)構(gòu)，在設(shè)計(jì)過(guò)程中，可以考慮選用可靠性高的開(kāi)關(guān)器件或者增加冗余度的方法來(lái)增加可靠性。

2）從性能方面考慮，MMC的輸出效率略高，高電平輸出采用NLM調(diào)制能夠明顯降低損耗，物理實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，MMC結(jié)構(gòu)具有較高的靈活性，容易加以利用構(gòu)成新的拓?fù)?，但MMC具有環(huán)流問(wèn)題，CHC結(jié)構(gòu)的輸出效率略低于MMC，控制策略較MMC略復(fù)雜。

3）從經(jīng)濟(jì)性上來(lái)看，實(shí)現(xiàn)高電平輸出所需要的模塊數(shù)，以及所用IGBT的規(guī)格，都能夠在一定程度上體現(xiàn)成本的高低，CHC結(jié)構(gòu)具有較小的體積和較高的經(jīng)濟(jì)性。

總的來(lái)說(shuō)，2種結(jié)構(gòu)均適用于大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)中，在突出各自優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)也不可避免的存在弊端，高電平輸出情況下CHC結(jié)構(gòu)可靠性、經(jīng)濟(jì)性較好，但MMC結(jié)構(gòu)輸出效率高，NLM物理實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，易于拓展，側(cè)重不同的要求可以選擇不同的拓?fù)?，在?shí)際應(yīng)用中應(yīng)根據(jù)電網(wǎng)的具體要求和各自的優(yōu)勢(shì)進(jìn)行綜合考慮選擇或者合理綜合配置。隨著電力電子器件成本的降低、圍繞兩者的改進(jìn)拓?fù)涞奶岢?，以及新的控制策略的?yīng)用，兩者的技術(shù)經(jīng)濟(jì)性能將進(jìn)一步提高，將在大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)以及更多領(lǐng)域發(fā)揮越來(lái)越重要的作用。

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ABSTRACT：Large-caPacitY energY storage sYstem（ESS）is norma11Y connected to the grid through the Power conversion sYstem（PCS）. Current1Y，cascaded H-bridge converter（CHC）and modu1ar mu1ti1eve1 converter（MMC）are two most advanced toPo1ogies for PCS. In this PaPer，CHC and MMC inverters connected with ESS are simu1ated and ana1Yzed，and comPared in asPects of re1iabi1itY，outPut efficiencY and cost. The resu1ts show that whi1e the two toPo1ogies have their own merits，theY a1so have their shortcomings. Suggestions for the toPo1ogY suitab1e for 1arge-caPacitY mu1ti1eve1 outPut are ProPosed in the PaPer.

文章編號(hào)：1674-3814（2016）04-0030-08中圖分類號(hào)：TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

基金項(xiàng)目：國(guó)家863高技術(shù)基金項(xiàng)目（2011AA05A113）。

收稿日期：2016-01-26。

作者簡(jiǎn)介：

曹煒（1992—），男，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娔苜|(zhì)量分析與控制，電力電子在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用；

徐永海（1966—），男，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娔苜|(zhì)量分析與控制，電力電子在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用，電力系統(tǒng)諧波等。

（編輯馮露）