改進(jìn)的大氣激光通信PPM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)設(shè)計

馬　爽， 吳志勇， 高世杰， 耿天文， 吳佳彬

(1.中國科學(xué)院 長春光學(xué)精密機(jī)械與物理研究所, 130033 長春；2.中國科學(xué)院大學(xué), 100039 北京)

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改進(jìn)的大氣激光通信PPM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)設(shè)計

馬爽1,2， 吳志勇， 高世杰1， 耿天文1， 吳佳彬1,2

(1.中國科學(xué)院 長春光學(xué)精密機(jī)械與物理研究所, 130033 長春；2.中國科學(xué)院大學(xué), 100039 北京)

摘要:為進(jìn)一步提高PPM解調(diào)的性能，系統(tǒng)以FPGA為主控單元，提出了一種改進(jìn)的數(shù)字鎖相環(huán)提取時隙同步時鐘和快速幀同步提取方案，在傳統(tǒng)的數(shù)字鎖相環(huán)中添加了數(shù)字濾波器和FIFO緩存單元. 結(jié)果表明：系統(tǒng)能夠精確地調(diào)整時隙時鐘，調(diào)整精度達(dá)到0.25π，10 Mbps信號的時隙時鐘的抖動量僅為1.5 ns，最終系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了10 Mbps的大氣激光通信.

關(guān)鍵詞:激光通信; 脈沖位置調(diào)制; 時鐘同步; 數(shù)據(jù)與時鐘恢復(fù)

近地大氣激光通信系統(tǒng)中，大氣湍流效應(yīng)嚴(yán)重影響了通信誤碼率. 脈沖位置調(diào)制(PPM)技術(shù)具有較高的峰值光功率，可以以最小的光平均功率達(dá)到最高的數(shù)據(jù)傳輸速率，相比于傳統(tǒng)的OOK調(diào)制方式具有更好的差錯性能和出色的抗干擾能力等優(yōu)點(diǎn). 因此，PPM調(diào)制解調(diào)技術(shù)非常適合自由空間光通信，有助于提高空間光通信的可靠性，并已得到廣泛研究[1-4].

PPM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)在于接收端的時隙同步時鐘和幀同步時鐘的恢復(fù)，時隙時鐘又是解調(diào)系統(tǒng)的關(guān)鍵. 實(shí)際大氣光通信系統(tǒng)存在時鐘抖動現(xiàn)象，會引起時隙同步時鐘的偏移. 文獻(xiàn)[5]提出使用鎖相環(huán)(PLL)技術(shù)來提取PPM光通信系統(tǒng)中時隙時鐘信號. 文獻(xiàn)[6-10]實(shí)現(xiàn)了傳輸PRBS碼的PPM調(diào)制數(shù)字光纖通信系統(tǒng)，詳細(xì)分析了PPM調(diào)制系統(tǒng)中的同步問題，幀同步采用基于鎖相環(huán)的方法，即鎖住“肩并肩”的兩個光脈沖.

本文設(shè)計了一種改進(jìn)的近地大氣激光通信PPM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng). 在傳統(tǒng)的數(shù)字鎖相環(huán)中增加了一種數(shù)字濾波器和FIFO緩存單元，降低了系統(tǒng)隨機(jī)噪聲的干擾，并減少了時隙時鐘的抖動. 另外，本文采用的幀同步方法與傳統(tǒng)的“肩并肩”的幀同步方式相比，縮短了同步建立時間，不需要等待“肩并肩”的信號形式出現(xiàn)就可以建立同步.

1PPM調(diào)制系統(tǒng)

PPM調(diào)制系統(tǒng)如圖1所示.由于受到激光器調(diào)制速率的限制，一般在幾Mbps量級，而商用的強(qiáng)度調(diào)制器的調(diào)制速率已經(jīng)可以達(dá)到40 Gbps以上，所以系統(tǒng)采用外調(diào)制方式. 原始信號進(jìn)入PPM調(diào)制單元，通過FPGA內(nèi)部邏輯將信號變換成PPM信號序列；然后經(jīng)過電壓驅(qū)動放大器，將PPM信號放大，使其驅(qū)動強(qiáng)度調(diào)制器；強(qiáng)度調(diào)制器將PPM信號調(diào)制到1 550 nm的激光上，而強(qiáng)度調(diào)制器需要預(yù)先根據(jù)PPM信號的電壓與激光器輸出的光功率,設(shè)定最佳的偏置電壓；最后經(jīng)過摻鉺光纖放大器(EDFA)放大后送給光學(xué)發(fā)射天線.

光學(xué)發(fā)射系統(tǒng)為2個10 mm口徑鏡頭組成，EDFA放大后的光信號經(jīng)過輸出光功率為1:1的分束器，將2束帶有同樣信息的光信號準(zhǔn)直進(jìn)入發(fā)射鏡頭，采用多口徑發(fā)射是為了克服大氣湍流的影響.

圖1　PPM調(diào)制發(fā)射端設(shè)計

PPM調(diào)制過程是將原始信號信息映射為窄脈沖序列，窄脈沖所在的不同位置代表不同的原始信號信息. 本文所采用的PPM調(diào)制階數(shù)為4，調(diào)制信號與原始信號的映射表如表1所示,信號的符號分為4種，每種符號的概率為1/4，分別對應(yīng)不同的PPM調(diào)制信號.

由于4-PPM調(diào)制的調(diào)制信號4 bit代表原始信號2 bit的信息，為了實(shí)現(xiàn)一對一的映射，PPM信號要采用原始信號2倍的時鐘頻率.

表1　4-PPM時，調(diào)制信號與原始信號對應(yīng)關(guān)系

PPM信號調(diào)制過程如圖2所示.先將原始的串行數(shù)據(jù)按照2倍的時鐘頻率將其轉(zhuǎn)換為4位并行數(shù)據(jù)，將其依次存入鎖存器中，當(dāng)每存完4位數(shù)據(jù)后，對鎖存器中的值進(jìn)行判斷，按照表1中的對應(yīng)關(guān)系，輸出對應(yīng)的PPM信號序列.

圖2　PPM調(diào)制過程框圖

圖3為PPM仿真分析的結(jié)果，虛線表示原始信號，實(shí)線表示PPM調(diào)制信號，PPM調(diào)制信號延遲5個半時鐘周期后，生成與原始信號一一對應(yīng)的PPM信號序列.

圖3　PPM調(diào)制仿真分析

2PPM接收系統(tǒng)

PPM信號經(jīng)過大氣傳輸后，2束光斑在接收端光強(qiáng)疊加，通過一個80mm口徑的光學(xué)接收鏡頭將空間光耦合至APD探測器的靶面上，之后的信號處理應(yīng)包括前置互阻放大器、限幅放大電路、時鐘與數(shù)據(jù)恢復(fù)電路和PPM解調(diào)電路.

接收系統(tǒng)框圖如圖4所示. APD探測器使用Voxtel公司的200 Mbps速率APD，該APD內(nèi)部集成TIA前置放大器，APD的偏置電壓控制和自動溫度控制等功能通過APD的控制單元完成. 限幅放大電路使用MAX3747芯片. 時鐘與數(shù)據(jù)恢復(fù)和PPM解調(diào)在調(diào)制解調(diào)板中實(shí)現(xiàn). 調(diào)制解調(diào)板由ALTERA公司的Cyclone系列EP1C12Q240C8芯片、電源部分和接口電平轉(zhuǎn)換電路等部分組成，其中接口電平轉(zhuǎn)換電路可將限幅放大器輸出的CML電平轉(zhuǎn)化為FPGA可用的LVDS高速差分電平.

圖4　PPM接收系統(tǒng)框圖

2.1PPM解調(diào)單元

2.1.1時隙時鐘同步

時隙時鐘同步(位同步)是指在接收端的基帶信號中提取碼元定時的過程，所提取的時隙同步時鐘是頻率等于碼速率的定時脈沖.

本文采用的是基于數(shù)字鎖相環(huán)的方式，同步提取電路由過零提取、壓控振蕩器(晶振)、分頻器、相位比較器和脈沖加減控制組成,具體流程圖如圖5所示.

圖5　數(shù)字鎖相環(huán)電路

過零信號的提取即為信號跳邊沿的檢測，檢測時鐘頻率為碼元速率的32倍，每檢測到一個跳變沿，產(chǎn)生一個時鐘周期的高電平，提取出時隙時鐘信息. 相位比較器則輸出本地時鐘與時隙時鐘信息的相位差，產(chǎn)生超前或滯后脈沖. 通過控制本地晶體振蕩器輸出的脈沖個數(shù)，添加或扣除脈沖就能使分頻器輸出的脈沖提前或推遲出現(xiàn)，從而形成時隙同步時鐘.

此種超前/滯后式的同步方法，無論添脈沖還是扣脈沖，相位校正總是階躍式的，校正的穩(wěn)態(tài)相位不會為零，總是圍繞中心點(diǎn)在超前與滯后之間來回擺動，從而導(dǎo)致恢復(fù)的時隙時鐘的抖動.

為了消除這種現(xiàn)象，在相位比較器后端加入一種數(shù)字式濾波器——隨機(jī)徘徊濾波器. 當(dāng)輸入超前脈沖時，計數(shù)器加1，當(dāng)輸入滯后脈沖時，計數(shù)器減1；只有當(dāng)2N可逆計數(shù)器計滿置2N或0時，才會輸出一個超前或滯后脈沖，此時計數(shù)器復(fù)位置N；當(dāng)輸入的超前或滯后脈沖隨機(jī)出現(xiàn)時，2N可逆計數(shù)器始終在N值左右擺動，則不輸出超前或滯后脈沖. 增加隨機(jī)徘徊濾波器后，系統(tǒng)在以下兩個方面得到了優(yōu)化：

1)濾掉了隨機(jī)噪聲；

2)減低了同步時鐘抖動頻率.

雖然時隙同步時鐘呈現(xiàn)階躍式跳動，但此時同步時鐘的邊沿已經(jīng)是數(shù)據(jù)采樣的最佳時刻，用同步時鐘將數(shù)據(jù)寫入異步FIFO中，再用本地晶振產(chǎn)生的時鐘將數(shù)據(jù)從FIFO中讀出，利用FIFO對數(shù)據(jù)的緩存，克服了時鐘的抖動現(xiàn)象.

2.1.2幀同步

幀同步可采用插入法和直接法. 插入法即在每幀的幀頭部插入特殊的碼元，用以辨別每幀的起始位置，比如插入巴克碼，但這樣會讓系統(tǒng)復(fù)雜化，并占用了原本傳輸信息的時隙，增加信息的冗余，所以本文采用直接法提取幀同步信號. 傳統(tǒng)上多采用基于鎖相環(huán)的方法，鎖住“肩并肩”的兩個光脈沖. 但隨著PPM調(diào)制階數(shù)的增加，“肩并肩”形式的光脈沖出現(xiàn)概率很小，為了提高同步的效率，采用以下方式.

根據(jù)PPM信號以下的3個特點(diǎn)：

1)每個4-PPM幀由4個時隙組成，其中有且只有1個時隙是高電平，其余都是低電平；

2)若連續(xù)出現(xiàn)4個低電平，說明這4個低電平一定不處在同1個PPM幀當(dāng)中，而是相鄰的2個幀中；

3)若連續(xù)出現(xiàn)2個高電平，說明這2個高電平只能在相鄰的2個幀當(dāng)中.

具體幀同步程序流程圖如圖6所示. 接收端PPM信號先經(jīng)過串/并轉(zhuǎn)換單元，在時隙同步時鐘控制下，將數(shù)據(jù)寫入4位的移位寄存器中；再對移位寄存器中的4位數(shù)據(jù)進(jìn)行邏輯判斷，若這4位數(shù)據(jù)中有且只有1個高電平時，則輸出高電平，其他情況輸出低電平. 此時，計數(shù)器對時隙時鐘進(jìn)行計數(shù)，計數(shù)器每計4個數(shù)產(chǎn)生1個進(jìn)位高電平，其他時候輸出低電平. 將計數(shù)器輸出與邏輯判斷結(jié)果相與，若兩者都為高電平，相與結(jié)果為1時，則輸出一個幀同步信號，其他時刻不輸出幀同步信號. 若相與結(jié)果為0，將此低電平跟控制計數(shù)器的時隙時鐘相與，使計數(shù)器暫停計數(shù)一次，從而通過扣除時隙時鐘的方式逐漸達(dá)到幀同步.

圖6　PPM幀同步信號提取流程圖

3系統(tǒng)性能分析

3.1速度分析

PPM接收系統(tǒng)的速度是由時鐘恢復(fù)電路的最大工作速度決定的，最大工作速度取決于FPGA內(nèi)嵌PLL所能提供的最大速度及分頻器的分頻系數(shù).

1 Mbps速率實(shí)驗(yàn)的PPM時隙同步時鐘 1 MHz，原始信號速率500 KHz，分頻系數(shù)32，系統(tǒng)時鐘32 MHz；10 Mbps速率實(shí)驗(yàn)的PPM時隙同步時鐘10 MHz，原始信號速率5 MHz，分頻系數(shù)32，系統(tǒng)時鐘320 MHz.

3.2相位誤差分析

相位誤差主要是由于同步脈沖的相位在跳變的調(diào)整所引起的. 在基于添扣脈沖的位同步方法中，分頻器的系數(shù)n=32，每調(diào)整一步，相位改變4個系統(tǒng)時鐘周期，故兩次實(shí)驗(yàn)的最大的相位誤差均為

(1)

3.3同步建立時間分析

同步建立時間是指從未同步狀態(tài)到同步狀態(tài)(如開機(jī)、中斷等情況)所需的最長時間. 對于基于添扣脈沖的位同步方法，當(dāng)時隙同步脈沖相位與鑒相器輸出的真實(shí)相位差π(對應(yīng)時間T/2)時，調(diào)整時間最長，此時所需最大調(diào)整次數(shù)為

對于4-PPM調(diào)制信號，每4個脈沖周期出現(xiàn)一個高電平，即2個過零點(diǎn)基準(zhǔn)脈沖，因此，平均每T/2脈沖周期可能有一次調(diào)整，并且本實(shí)驗(yàn)在鑒相器后端假如隨機(jī)徘徊濾波，使調(diào)整周期增加一倍，故最大的位同步建立時間為

(3)

而本文采用的幀同步方法在沒有同步頭的情況下，當(dāng)幀同步脈沖與真實(shí)數(shù)據(jù)幀的誤差為3T時，調(diào)整時間最長，每個脈沖周期調(diào)整一次，此時的最大同步建立時間為

(4)

傳統(tǒng)的“肩并肩”形式的幀同步方法中，“肩并肩”形式的信號出現(xiàn)的概率是隨機(jī)的，當(dāng)這種形式信號出現(xiàn)的時間大于3T時，本文的方法將極大地縮短同步的建立時間. 這種“肩并肩”形式的信號出現(xiàn)的時間小于3T的概率是較小的，此時兩種方法的同步建立時間相差不大.

3.4抖動分析

抖動又稱定時抖動，時鐘信號的抖動可以看作實(shí)際的時鐘信號跳變沿與理想時鐘跳變沿的偏移. 由5 GHz采樣示波器測得10 MHz同步時鐘沿的抖動量為1.5 ns，即0.15%T.

4實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖7為1 Mbps通信數(shù)據(jù)速率下，發(fā)送數(shù)據(jù)為循環(huán)碼，PPM調(diào)制階數(shù)為4，發(fā)送板晶振為40 MHz，接收板晶振為29.491 2 MHz時，未加FIFO和加入FIFO后恢復(fù)的時隙時鐘. 可以明顯看出，加入FIFO后，時鐘抖動情況明顯下降，并能很好地恢復(fù)出原始信號.

圖8為10 Mbps通信數(shù)據(jù)速率下，發(fā)送數(shù)據(jù)為循環(huán)碼，PPM調(diào)制階數(shù)為4，發(fā)送板晶振為40 MHz，接收板晶振為50 MHz時，原始信號與經(jīng)過PPM調(diào)制解調(diào)后的信號. 從圖中測得，經(jīng)過系統(tǒng)傳輸后，信號延遲了1.078 μs，滿足傳輸要求.

圖7　1 Mbps速率未加FIFO和加入FIFO后恢復(fù)的時隙時鐘

圖8　10 Mbps速率下原始信號與解調(diào)信號

圖9為10 Mbps通信數(shù)據(jù)速率下，通過改進(jìn)的數(shù)字鎖相環(huán)提取出的時隙同步時鐘，恢復(fù)的時鐘質(zhì)量較好.

圖9　10 Mbps速率下恢復(fù)的時隙同步時鐘與解調(diào)信號

5結(jié)論

設(shè)計的PPM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)完成了1 Mbps和10 Mbps通信速率下的大氣激光通信，同步系統(tǒng)的相位誤差僅為0.25π，系統(tǒng)的同步建立時間僅為7個時隙時鐘周期，10 MHz的同步時鐘沿的抖動僅為時隙時鐘周期的0.15%，利用數(shù)字濾波器和FIFO的緩存優(yōu)化了系統(tǒng)設(shè)計. 本文的方法理論上可以達(dá)到更高的通信速率，還需要對更高速的通信系統(tǒng)進(jìn)行驗(yàn)證，同時，為了提高大氣激光通信的誤碼率性能，還應(yīng)研究可以與PPM調(diào)制解調(diào)相結(jié)合的編碼形式.

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(編輯王小唯苗秀芝)

Design of modified atmospheric laser communication PPM modulation-demodulation system

MA Shuang1,2, WU Zhiyong1, GAO Shijie1, GENG Tianwen1, WU Jiabin1,2

(1. Changchun Institute of Optics, Fine Mechanics and Physics, Chinese Academy of Sciences, 130033 Changchun, China;2. University of Chinese Academy of Sciences, 100049 Beijing, China)

Abstract:In order to improve the performance of PPM demodulation system, we proposed an improved digital phase-locked loop to extract slot synchronization clock and a fast frame synchronization extraction scheme. On the basis of traditional digital phase-locked loop, the digital filter and FIFO buffer unit are added. The results show that the slot synchronization clock can be precisely adjusted. The adjustment accuracy is 0.25π. The jitter of slot synchronization clock is only 1.5 ns in 10 Mbps. Finally the system achieves atmospheric laser communication in 10 Mbps.

Keywords:laser communication; pulse position modulation; clock synchronization; CDR

中圖分類號:TN929.12

文獻(xiàn)標(biāo)志碼:A

文章編號:0367-6234(2016)05-0105-05

通信作者:馬爽，jy01892231@126.com.

作者簡介:馬爽(1987—)，男，博士；吳志勇(1965—)，男，研究員，博士生導(dǎo)師.

收稿日期:2015-2-10.

doi：10.11918/j.issn.0367-6234.2016.05.017