直流母線串聯(lián)輔助電路的諧振直流環(huán)節(jié)逆變器

王強,　單瑞香,　王天施,　劉曉琴,　孫海軍,　韓曉光

(遼寧石油化工大學 信息與控制工程學院,遼寧 撫順 113001)

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直流母線串聯(lián)輔助電路的諧振直流環(huán)節(jié)逆變器

王強,單瑞香,王天施,劉曉琴,孫海軍,韓曉光

(遼寧石油化工大學 信息與控制工程學院,遼寧 撫順 113001)

摘要:為實現(xiàn)一種結構簡單,控制方便,高效率,高功率密度的逆變器,提出了一種新型諧振直流環(huán)節(jié)軟開關逆變器的拓撲結構。通過在傳統(tǒng)硬開關逆變器的直流環(huán)節(jié)添加串聯(lián)在直流母線上的輔助諧振單元,使直流母線電壓周期性地歸零,可以實現(xiàn)逆變橋主開關器件的零電壓開關,而且輔助開關器件可以實現(xiàn)零電流開通和零電壓關斷。此外,輔助諧振單元只有一個輔助開關,硬件成本低。分析了電路的換流過程和設計規(guī)則,并建立起輔助諧振電路損耗的數(shù)學模型,討論了諧振參數(shù)對輔助電路損耗的影響。制作了一個1 kW的實驗樣機,實驗結果表明逆變器的主開關和輔助開關器件都實現(xiàn)了軟開關,所以該軟開關逆變器能有效地降低開關損耗和提高效率。

關鍵詞:逆變器; 軟開關; 零電壓開關; 諧振; 串聯(lián)

0引言

為了得到高效、高性能、高功率密度的逆變器,諧振直流環(huán)節(jié)逆變器以其結構簡單、控制方便而受到研究者的關注。從早期的諧振直流環(huán)節(jié)逆變器[1]、有源箝位諧振直流環(huán)節(jié)逆變器[2],發(fā)展到各種并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器[3-8]。并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器具有電感元件在并聯(lián)支路,可以減少電感損耗、各元件電壓應力低、各開關元件均工作于軟開關狀態(tài)下、電路具有良好的脈寬調制(pulse width modulation,PWM)應用能力等優(yōu)點,是目前諧振直流環(huán)節(jié)逆變器拓撲研究發(fā)展的主流。

相關文獻已經(jīng)提出了多種并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的拓撲結構,推動了并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的發(fā)展,但是其電路結構仍然需要進一步完善。例如文獻[3-7]提出的拓撲結構都至少有兩個輔助開關器件,控制相對復雜;文獻[8]提出的拓撲結構中為均分直流電源電壓,在直流母線之間串聯(lián)大容量電解電容,導致逆變器的高頻工作不可避免地造成中性點電位的變化,影響軟開關的實現(xiàn)。

為簡化逆變器的控制方式,降低硬件成本,必須減少輔助開關器件的個數(shù),提出了一種新型并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關逆變器,其具有以下特點:1)只有1個輔助開關器件,相比于相關文獻提出的拓撲結構,其輔助開關器件的個數(shù)最少,所以有利于降低硬件成本和控制的復雜性;2)直流母線之間沒有串聯(lián)分壓電容,因此無中性點電位的變化問題。文中對其工作原理進行了分析,制作了一個功率1 kW的實驗樣機,通過實驗來驗證本文提出的新型拓撲結構的有效性。

1電路結構和工作原理

1.1電路結構

新回路的拓撲結構如圖1所示,由直流電源,輔助諧振電路和PWM逆變器電路組成。輔助諧振電路包括耦合諧振電感Lr1、Lr2,輔助開關器件Sa1及輔助二極管Da1,其中耦合電感Lr1和Lr2的匝數(shù)分別為N1和N2,匝數(shù)比n=N2/N1,所以電感值滿足Lr2=n2Lr1。PWM逆變器的橋臂上的各開關器件都并聯(lián)緩沖電容Cs,輔助諧振電路為PWM逆變器開關器件提供零電壓開關條件。為簡化分析,做如下假設:1)器件均為理想工作狀態(tài);2)負載電感遠大于諧振電感,逆變橋開關狀態(tài)過渡瞬間的負載電流可以認為是恒流源I0;3)逆變器的6個主開關器件等效為Sinv,主開關器件反并聯(lián)的續(xù)流二極管等效為Dinv;4)逆變器的6個緩沖電容Cs等效為Cr,取Cr=3Cs。新型的拓撲結構可等效為如圖2所示的電路。負荷電流I0以圖2所示方向流過,各部分的電流電壓都以圖2所示的方向為正。

圖1　三相諧振直流環(huán)節(jié)逆變器主電路Fig.1　Proposed three phase resonant DC Link inverter

圖2　逆變器的等效電路Fig.2　Equivalent circuit of proposed inverter

1.2工作原理

本電路在一個開關周期內可以分為6個工作模式,電路的特征工作波形如圖3所示,各工作模式的等效電路如圖4所示。該電路中含有三個換能元件Lr1、Lr2和Cr,每次諧振過程電容只與其中一個電感發(fā)生諧振,整個系統(tǒng)用狀態(tài)變量uCr和iLr1-iLr2表征,形成相平面來分析整個電路。

工作模式:

模式1(t～t0):初始狀態(tài),電源通過輔助開關Sa1向負載傳輸電能,電路工作在穩(wěn)態(tài)。設本模式中流過Lr1和Lr2的穩(wěn)態(tài)電流值分別為iLr1和iLr2,而且iLr1=iLr2+I0。本模式運動軌跡為一點,如相平面圖5所示。

模式2(t0～t1):在t0時刻,關斷輔助開關Sa1,流過Lr1的電流值突變?yōu)?,流過Lr2的電流值突變?yōu)镮1/n。在電容Cr的作用下,降低了Sa1關斷瞬間端電壓的上升率,所以Sa1實現(xiàn)了零電壓關斷。Sa1關斷以后,Lr2和Cr開始諧振,Lr2和Cr放電,iLr2和uCr都逐漸減小。當uCr減小到零,iLr2減小到I2時,模式2結束。

圖3　電路的特征工作波形Fig.3　Characteristic waveforms of circuit

圖4　各工作模式的等效電路Fig.4　Equivalent circuits under different operation modes

在本模式中,Cr除了向Lr2所在支路放電以外,還同時向負載放電,以維持負載電流不變。Sa1關斷瞬間的電壓變化率為

(1)

本模式中,t0-～t0+運動軌跡如圖5所示,t0+～t1段iLr1=0,Cr僅與Lr2發(fā)生諧振,運動軌跡為相平面圖中t0+～t1段,曲線運動方程如下

(2)

本模式中,uCr和iLr2的表達式分別為

(3)

(4)

本模式的持續(xù)時間和I2的表達式分別為

(5)

(6)

模式3(t1～t2):在t1時刻,uCr=0,二極管Dinv導通,直流電源不向負載傳輸電能,負載電流I0將通過Dinv續(xù)流。在本模式中,Lr2承受的電壓值為E,iLr2開始從I2線性減小。當iLr2線性減小到零時,模式3結束。因為本模式的直流環(huán)節(jié)電壓為零,所以在本模式期間,開通Sinv,為零電壓開通。t1～t2運動軌跡如圖5所示。本模式中,iLr2的表達式為

(7)

本模式中Sa1承受電壓達到最大值,表達式為

(8)

本模式的持續(xù)時間為

(9)

模式4(t2～t3):逆變橋續(xù)流二極管和負載電流構成回路,和傳統(tǒng)的逆變器工作狀態(tài)相同,直流環(huán)節(jié)電壓為零,續(xù)流二極管Dinv導通。本模式的持續(xù)時間T4可以根據(jù)需要任意設定。本模式運動軌跡如圖5所示。

圖5　諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的相平面Fig.5　Phase-plane of resonant DC link inverter

模式5(t3～t4):在t3時刻,開通輔助開關Sa1,在諧振電感Lr1的作用下,降低了流過輔助開關Sa1的電流的上升率,所以Sa1實現(xiàn)了零電流開通。Sa1開通后,Lr1承受的電壓值為E,Lr1被充電,流過Lr1的電流iLr1線性增大,iLr1流過Sinv,橋臂處于短路狀態(tài),直流電源不向負載傳輸電能,負載電流通過Dinv續(xù)流。在t4時刻,當iLr1線性增大到電流設定值Ib時,模式5結束。本模式運動軌跡如圖5所示。

Sa1開通瞬間電流上升率為

(10)

本模式的持續(xù)時間為

(11)

模式6(t4～t5):在t4時刻,關斷Sinv,橋臂恢復到正常狀態(tài),相當于逆變器橋臂上的主開關在零電壓條件下完成了切換。Sinv關斷以后,Lr1和Cr開始諧振,Lr1和Cr被充電,iLr1和uCr都逐漸增大。當uCr增大到E,iLr1增大到I1時,二極管Da1開始導通,模式6結束。在t5時刻,Da1導通以后,流過Lr1的電流值從I1突變?yōu)閕Lr1,流過Lr2的電流值從零突變?yōu)閕Lr2,這時電路返回模式1,開始下一個開關周期的工作。I1、iLr1和iLr2滿足下式:

N1I1=N1iLr1+N2iLr2，

(12)

ILr1=ILr2+I0。

(13)

根據(jù)式(12)和(13)可以得到

(14)

(15)

(16)

(17)uCr(t)=Zr(Ib-I0)sin[ωr(t-t4)]-Ecos[ωr(t-t4)]+E。

(18)

模式6的持續(xù)時間和I1的表達式分別為

(19)

(20)

以上分析的是負載電流方向為正時的電路工作模式,當負載電流方向為負時,電路的工作模式與上述的工作模式類似,這里不再詳述。至此,一個開關周期內的電路的曲線運動方程建立完成,可以繪制出相平面上的運動軌跡,如圖5所示。

1.3軟開關的實現(xiàn)條件

1)為實現(xiàn)Sa1的零電壓關斷和零電流開通,根據(jù)式(1)和式(10),參數(shù)值的選取應保證關斷瞬間電壓上升率和開通瞬間的電流上升率不大于允許值。

(21)

(22)

2)為保證逆變器橋臂上的主開關實現(xiàn)零電壓開關,同時為便于控制,在實際應用中軟開關逆變器的主開關的切換時刻相比于硬開關逆變器要滯后固定的時間Td,確保軟開關逆變器的主開關在直流母線電壓下降為零時開始切換。由圖3可知為實現(xiàn)這一目的,需要滿足T2≤Td,根據(jù)式(5)可知直流母線

(23)

3)為使逆變器橋臂上的主開關實現(xiàn)零電壓開關,直流母線電壓必須要減小到零,根據(jù)式(3),可以得到下式:

Zr(I1+nI0)≥E。

(24)

將式(20)代入到式(24),可以得到

(25)

4)為限制輔助諧振電路損耗,流過諧振電感的最大電流應不大于兩倍負載電流最大值I0max。根據(jù)式(20)可以得到

(26)

為在全負荷范圍內都實現(xiàn)軟開關,在負載電流取最大值時,參數(shù)值的選取應使條件1)～4)都成立。

1.4匝數(shù)比n的選取原則

在選取耦合諧振電感匝數(shù)比n時,要綜合考慮Sa1及Da1承受的峰值電壓。根據(jù)圖3可知Sa1承受的峰值電壓uSa1max=E+E/n,Da1承受的峰值電壓uDa1max=E+nE,增大n雖然可以減小uSa1max,但是會增大uDa1max。為同時限制uSa1max和uDa1max,在實際應用中要求匝數(shù)比n滿足2≤n≤3。在本拓撲結構中,耦合諧振電感位于直流電源與Sa1及Da1之間,所以uSa1max和uDa1max都會高于直流輸入電壓E。但是這不會阻礙該拓撲結構應用在高電壓場合,因為Da1可以選用耐高壓1 400 V的快速恢復二極管BYV26G。

1.5輔助電路功率損耗的理論分析

逆變橋上的功率開關器件實現(xiàn)了零電壓切換,開關損耗為零;Sa1實現(xiàn)了零電壓關斷和零電流開通,開關損耗為零。但是Sa1和其反并聯(lián)二極管Da1存在通態(tài)損耗。理想狀態(tài)下,因為Cr,Lr1和Lr2的電阻很小,Cr,Lr1和Lr2功耗可以近似為零。設輔助開關器件通態(tài)壓降為VCE,其反并聯(lián)二極管通態(tài)壓降為VEC,開關頻率為fc。根據(jù)一個開關周期內的各工作模式的理論分析,采用分段積分法可以得到輔助電路各器件的功率損耗數(shù)學模型。

(28)

輔助諧振電路的總功耗Padd可表示如下:

Padd=PSa1+PDa1。

(29)

根據(jù)式(29),令T2=0,T6=π/ωr,輔助諧振電路的總功耗最大值Paddmax可表示如下

(30)

(31)

(32)

(33)

由式(31)～式(33)可知隨著Lr1,Lr2和Cr的增大,輔助諧振電路的功率損耗會增大,所以在滿足軟開關實現(xiàn)條件和設計規(guī)則的前提上,Lr1,Lr2和Cr盡量取最小值。

(34)

由式(34)可知隨著Ib的增大,輔助諧振電路的功率損耗增大,所以在滿足軟開關實現(xiàn)條件和設計規(guī)則的前提上,Ib盡量取最小值。

1.6參數(shù)設計過程

依據(jù)1.3節(jié)和1.5節(jié),參數(shù)具體的設計過程如下:直流電源電壓E,最大輸出電流I0max,緩沖電容Cs,電感Lr2與Lr1的匝數(shù)比n,開關器件允許的電壓變化率(du/dt)r和電流變化率(di/dt)r,開關頻率fc。

設計過程如下:諧振電容滿足

Cr=3Cs。

(35)

根據(jù)式(22),為保證Sa1實現(xiàn)零電流開通,同時綜合考慮到Lr1對輔助諧振電路損耗的影響,取諧振電感Lr1為最小值,即

(36)

將Lr1,Lr2,Cr,E,n,I0max代入到式(25)中,在滿足式(25)的同時綜合考慮到Ib對輔助諧振電路損耗的影響,取Ib為最小值。

(37)

把以上計算得到的Lr1,Lr2,Cr和Ib代入到式(24),式(26)中,來驗證是否滿足零電壓關斷條件和諧振電流最大值的限制條件。

(38)

這樣可以得到Sa1的占空比分別為

ρSa1=1-fcToff(Sa1)。

(39)

至此,參數(shù)設計完畢,以上參數(shù)選取完全依據(jù)1.3節(jié)中介紹的設計規(guī)則和1.5節(jié)中介紹的功率損耗分析。

2實驗結果

為驗證提出的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關逆變器的有效性,根據(jù)圖1制作了功率為1 kW的實驗樣機,輸出端接三相阻感性負載。實驗電路的參數(shù)值:輸入直流電壓E=100 V,最大輸出電流I0peak=9 A,諧振電流設定值Ib=10 A,諧振電感Lr1=5 μH,耦合電感匝數(shù)比n=2,緩沖電容Cs=3.3 nF,負載電感La=Lb=Lc=1 mH,負載電阻Ra=Rb=Rc=9 Ω,輸出相電壓有效值U0=55 V,輸出頻率f0=50 Hz,開關頻率fc=10 kHz。

直流母線電壓ubus的實驗波形如圖6(a)所示,可以看出直流母線電壓ubus從100 V下降到0,而后又重新上升到100 V,出現(xiàn)了零電壓凹槽,因此逆變器的主開關器件在母線電壓為零時,可以完成零電壓開關,而且在每個開關周期內只出現(xiàn)了1個零電壓凹槽,這是因為該軟開關逆變器采用文獻[9]提出的新型SVPWM控制方法,使每個開關周期只需要1次輔助諧振電路的諧振,就可以完成所有主開關的零電壓開關。輔助開關Sa1開通和關斷時的電壓uSa1和電流iSa1的實驗波形如圖6(b)所示,從圖6(b)可以看出Sa1開通時,流過Sa1的電流iSa1以較低的變化率上升,Sa1實現(xiàn)了零電流開通;從圖6(b)還可以看出Sa1關斷時,其端電壓uSa1以相對較低的變化率上升,Sa1實現(xiàn)了零電壓關斷,而且因為耦合諧振電感的匝數(shù)比n等于2,所以關斷時的端電壓uSa1峰值達到3E/2=150 V。輔助二極管Da1開通和關斷時的電壓uDa1和電流iDa1的實驗波形如圖6(c)所示,從圖6(c)可以看出Da1開通前,端電壓uDa1已經(jīng)先降到0,Da1實現(xiàn)了零電壓開通;從圖6(c)還可以看出Da1關斷前,電流iDa1先下降到零,Da1實現(xiàn)了零電流關斷。從圖6(b)和圖6(c)可以看出在模式4期間,Sa1和Da1的電壓波形存在震蕩,這是Sa1內部的寄生電容和耦合電感的諧振造成的;在模式6結束之后,Sa1和Da1的電流波形存在震蕩,這是諧振電容和耦合電感的漏感之間的諧振造成的。硬開關逆變器的主開關S1開通和關斷時的端電壓uS1和電流iS1實驗波形如圖6(d)所示,可以看出S1開通和關斷時的電流變化率和電壓變化率都很大。開通和關斷時,電流波形產生尖鋒和震蕩,電壓和電流存在明顯的重疊區(qū),開關損耗較大。軟開關逆變器的主開關S1開通和關斷時的端電壓uS1和電流iS1實驗波形如圖6(e)所示,可以看出S1開通和關斷時電壓電流波形無重疊,是在零電壓的條件下完成了切換,相比于硬開關逆變器,開關損耗明顯降低。該軟開關逆變器在輸出頻率為50 Hz時的三相的相電流的實驗波形如圖6(f)所示,可以看出該軟開關逆變器的相電流波形平滑,畸變很小。

圖6　實驗波形Fig.6　Experimental waveforms

實驗效率曲線如圖7所示,對于固定的三相阻感性負載,圖7中的硬開關和軟開關的效率特性是通過改變調制度測得的,而且測試硬開關效率特性時,移除輔助諧振電路。考慮到讀取誤差,針對每個測量點,在同一條件下測量5次,最后取其平均值?？梢钥闯鲈谳敵龉β蔖0達到額定功率1 kW時,軟開關逆變器的實測效率η達到95.2%,相比于硬開關逆變器,效率提高2%;在輸出功率為0.2 kW時,軟開關逆變器的實測效率η達到94.2%,相比于硬開關逆變器,效率提高2.9%。由此可見該軟開關逆變器在輸出功率1 kW時的效率提高值低于輸出功率0.2 kW時的效率提高值,這是因為本文提出的軟開關逆變器的直流母線有一個輔助開關Sa1和耦合諧振電感,在輸出功率增加時,輔助電路的損耗會顯著增加,從而限制了軟開關逆變器效率的提高。

圖7　效率曲線Fig.7 Efficiency curve

3結論

本文提出了一種直流母線串聯(lián)輔助電路的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關逆變器的拓撲結構,相比于相關文獻提出的拓撲結構,其顯著特點是輔助諧振電路只有1個輔助開關器件,拓撲結構和控制方法相對簡單,有利于降低硬件成本,而且直流母線之間沒有串聯(lián)分壓電容,無中性點電位的變化問題。通過實驗研究得出如下結論:1)逆變器的主開關器件在母線電壓為零時完成切換,實現(xiàn)了零電壓開關,而且輔助開關器件和輔助二極管也都實現(xiàn)了軟開關;2)三相逆變器輸出的相電流被很好地控制,電流波形為光滑的正弦波;3)在輸出功率1kW的原理樣機上得到了95.2%的實測效率,相比于硬開關逆變器,效率有明顯提高。但是該軟開關逆變器還是存在以下缺點:輔助諧振電路中有耦合電感,使輔助開關器件和輔助二極管承受的電壓峰值高于直流電源電壓。雖然通過選取適當?shù)鸟詈现C振電感匝數(shù)比可以限制輔助器件的承受的電壓峰值,但是為使輔助器件承受的電壓峰值不高于直流電源電壓,該拓撲結構將需要進一步完善,大概思路是增加諧振電容與耦合諧振電感串聯(lián),輔助開關與耦合諧振電感和諧振電容所在支路并聯(lián),輔助開關位于直流母線上,這樣使輔助開關的集電極與直流電源正極之間無耦合諧振電感,輔助開關承受的電壓峰值不會超過直流電源電壓。

參 考 文 獻:

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(編輯：賈志超)

Resonant DC link inverter with series auxiliary circuit on DC bus

WANG Qiang,SHAN Rui-xiang,WANG Tian-shi,LIU Xiao-qin,SUN Hai-jun,HAN Xiao-guang

(College of Information and Control Engineering,Liaoning Shihua University,Fushun 113001,China)

Abstract:A novel resonant DC link soft-switching inverter was proposed to realize a inverter which has a simple topology,an easy control strategy,high efficiency and high power density.Series auxiliary resonant unit on the DC bus was added to DC link of conventional inverter to make DC-bus voltage decrease to zero periodically,which realized zero-voltage operation of all switching devices in inverter.Furthermore,the switching device in the auxiliary resonant unit could be turned on under zero-current and turned off under zero-voltage.In addition,because only one auxiliary switch was in the auxiliary resonant unit,cost of hardware was lower.Commutation process of the circuit and design rule were analyzed.The mathematical model for auxiliary resonant circuit loss was established and the influence of resonant parameters on the loss of auxiliary circuit was discussed.A 1 kW laboratory prototype was built.The experimental results demonstrat that soft-switching operation of all switching devices can be realized.Therefore,the soft-switching inverter presented can effectively reduce switching loss and improve efficiency.

Keywords:inverter; soft-switching; zero voltage switching; resonant; series

中圖分類號:TM 464

文獻標志碼:A

文章編號:1007-449X(2016)04-0027-07

DOI:10.15938/j.emc.2016.04.004

通訊作者:王強

作者簡介:王強(1981—),男,博士,副教授.碩士生導師,研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制;

基金項目：國家自然科學基金 (51207069); 遼寧省教育廳科研項目(L2013146); 中國博士后科學基金 (2013M531349); 江蘇省博士后科研資助計劃項目(1301105C)

收稿日期:2013-05-26

單瑞香(1990—),女,碩士研究生,研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制;

王天施(1970—),男,博士,副教授,研究方向為電力系統(tǒng)繼電保護;

劉曉琴(1975—),女,博士,副教授,研究方向為電力系統(tǒng)故障診斷;

孫海軍(1972—),男,博士,講師,研究方向為無傳感器控制和無軸承電機;

韓曉光(1970—),男,博士研究生,講師,研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制。