基于MMC的逆變器的仿真

尉　龍， 宋吉江

(山東理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院， 山東淄博 255049)

基于MMC的逆變器的仿真

尉龍， 宋吉江

(山東理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院， 山東淄博 255049)

摘要：基于模塊化多電平逆變器在進(jìn)行逆變時(shí)，無需外加的換相電壓，具備自換相能力，可以工作在無源逆變方式，使利用直流輸電為孤立負(fù)荷送電成為可能.在介紹MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和換流工作原理的同時(shí)，分析了基于MMC逆變器的控制策略中的電容電壓平衡控制策略和NLM調(diào)制算法，并采用上述的控制策略利用PSCAD搭建9電平逆變器模型.通過分析子模塊電容電壓波動百分比和逆變產(chǎn)生的相電壓諧波總畸變率驗(yàn)證搭建MMC模型的合理性.

關(guān)鍵詞：逆變器； MMC； 無源逆變； 電容電壓平衡； 相電壓諧波總畸變率

隨著社會發(fā)展，人們對電能需求越來越大，傳統(tǒng)的電網(wǎng)輸配電系統(tǒng)不能滿足大容量電能傳輸?shù)囊?高壓直流輸電系統(tǒng)(HighVoltageDirectCurrent,HVDC)和靈活的交流輸電系統(tǒng)(FlexibleACTransmissionSystem,FACTS)能夠滿足遠(yuǎn)距離、大容量的能量傳輸，但采用傳統(tǒng)的電網(wǎng)換相換流器的直流輸電難以實(shí)現(xiàn)海上無源負(fù)載供電的要求[1].基于可關(guān)斷器件和脈沖寬度調(diào)制技術(shù)(PWM)的電壓源換流器(VSC)開始廣泛應(yīng)用于直流輸電系統(tǒng).基于VSC的逆變器輸出通常為兩電平和三電平，由于受電壓等級和輸出電平數(shù)的影響，輸出電壓波形較差，必須采用高頻PWM來改善輸出電壓波形質(zhì)量.由于頻繁地開通或關(guān)斷，導(dǎo)致橋臂的功率開關(guān)器件不易均壓而且產(chǎn)生較大的功率損耗[2].

相對于輸出低電平的電壓源換流器，基于模塊化多電平換流器(MMC)具有明顯優(yōu)勢.由于各子模塊不需要同時(shí)導(dǎo)通關(guān)斷，降低了橋臂電壓變化率和電流變化率,使得開關(guān)器件承受的應(yīng)力大為下降,損耗降低.同時(shí)輸出總電壓畸變率大大降低,從而可以減小甚至省去大容量的交流濾波器.其次,電抗器可以串聯(lián)在上下橋臂間,使得直流側(cè)短路時(shí)的故障電流上升率可以限制在較低的水平[3-5].基于模塊化多電平逆變技術(shù)成為以高壓大功率變換為主要研究對象的全新領(lǐng)域，模塊化多電平換流器(MMC)的出現(xiàn)成為多電平逆變技術(shù)進(jìn)步的新方向.

1MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

MMC是由西門子公司提出的一種新型的模塊化多電平換流器(ModularMulti-levelConverter,MMC)，不同于傳統(tǒng)的二極管箝位型、鉗位電容型、級聯(lián)型逆變器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)均采用模塊化設(shè)計(jì)，即由相同的子模塊搭建起來，構(gòu)造靈活，同時(shí)具有VSC換流器的優(yōu)點(diǎn)[6].基于MMC的逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其中，每個(gè)子模塊結(jié)構(gòu)相同，每個(gè)橋臂都由n個(gè)子模塊和一個(gè)電抗器L0組成，并且六個(gè)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的六個(gè)橋臂近似對稱，每相上下兩個(gè)橋臂組成一個(gè)相單元,其子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示.

圖1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

圖2　MMC子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

2MMC逆變器的工作原理

2.1子模塊工作原理

通過圖2可知，子模塊都有一個(gè)連接端口用于串聯(lián)接入主電路拓?fù)?，通過子模塊的電容電壓支撐直流母線電壓，其內(nèi)部的T1和T2代表上下兩個(gè)IGBT，分別對應(yīng)兩個(gè)工作狀態(tài).整個(gè)子模塊共有三種工作狀態(tài).

閉鎖狀態(tài).T1和T2同時(shí)得到關(guān)斷信號時(shí)，模塊輸出電壓值取決于端口的電流方向.閉鎖狀態(tài)為非正常工作狀態(tài)，存在于MMC啟動時(shí)為子模塊充電的過程中[7].

投入狀態(tài).T1加開通信號入T2加關(guān)斷信號，分析子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可知，電容充電或放電狀態(tài)取決于端口電流的方向.此時(shí)子模塊的輸出電壓為電容電壓Uc，即電容器被接入主電路，模塊處于工作狀態(tài).

切除狀態(tài).T1加關(guān)斷信號而T2加開通信號時(shí)，無論端口電流的方向如何，電流都將電容器旁路.子模塊的輸出電壓為0，即子模塊被旁路出主電路，處于切除狀態(tài).

2.2系統(tǒng)工作原理

模塊化多電平逆變器的基本工作原理是通過改變子模塊在系統(tǒng)中的投入和切除狀態(tài)，來實(shí)現(xiàn)多電平的輸出.例如本文所搭建的為9電平MMC，在每個(gè)橋臂上串聯(lián)8個(gè)子模塊.在模塊數(shù)較低時(shí)，輸出電平數(shù)nlevel和橋臂模塊數(shù)N滿足下面公式[8]:

nlevel=N+1

系統(tǒng)在運(yùn)行時(shí)，需要維持直流側(cè)的電壓穩(wěn)定，同時(shí)在負(fù)載輸出三相交流電壓.這要求在每一時(shí)刻，每一相單元(包括上橋臂和下橋臂)投入的子模塊數(shù)必須為N，即

nup+ndown=N

式中：nup為上橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)；ndown為下橋臂投入子模塊個(gè)數(shù).

為了能夠使逆變器輸出的波形接近正弦波，單相橋臂的投入模塊個(gè)數(shù)按照正弦規(guī)律變化，且上下橋臂子模塊對稱互補(bǔ)投入[9].

3MMC逆變器的基本控制策略

逆變器的結(jié)構(gòu)如圖3所示，逆變側(cè)接A、B、C三相對稱負(fù)載且接地.圖中每個(gè)橋臂由N個(gè)子模塊和一個(gè)串聯(lián)電抗器L0組成，Ea、Eb、Ec分別為交流側(cè)輸出端三相相電壓，ia、ib、ic為交流側(cè)輸出端三相電流.逆變側(cè)采用開環(huán)控制，其控制策略包含兩個(gè)方面，即子模塊的電壓均衡控制和調(diào)制算法.

圖3　 模塊化多電平逆變器結(jié)構(gòu)圖

3.1電壓均衡控制策略

參照圖3可知，由于逆變側(cè)拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)中三相單元具有的對稱性，直流電流Idc在三個(gè)相單元平均分配，即流過每個(gè)相單元直流電流為Idc/3.同時(shí)，單相橋臂上、下橋臂結(jié)構(gòu)相同(換流電抗值相等)，故上、下橋臂交流電流近似相等，且為輸出的交流相電流ip(p=a,b,c)的1/2.

這樣，單相的上、下橋臂電流公式為[10]

(1)

式中，Iup、Idown分別為上、下橋臂電流.

式(1)表明，在逆變器運(yùn)行過程中，橋臂電流不僅含有直流分量，也有交流分量.子模塊的電容由于橋臂電流大小和方向的變化，一直處于交替的充放電過程，造成電容電壓不穩(wěn)定.由逆變器系統(tǒng)工作原理中可知逆變器穩(wěn)定運(yùn)行的條件是要維持直流側(cè)電壓穩(wěn)定.如果電容電壓波動較大，直流側(cè)電壓不穩(wěn)定，則逆變器的輸出調(diào)制比k不穩(wěn)定，系統(tǒng)的工作效率降低.

本仿真采用的電容電壓均衡策略，抑制電壓波動幅值，其基本步驟如下[11]

(1)系統(tǒng)的觸發(fā)控制器采集子模塊的電壓值，并且進(jìn)行排序.

(2)控制器根據(jù)橋臂電流的方向，當(dāng)橋臂電流為對子模塊電容充電方向時(shí)，選擇投入電壓最低的子模塊；橋臂電流使子模塊電容放電時(shí)，選擇投入電壓最高的子模塊.具體的投入個(gè)數(shù)由逆變器采用的調(diào)制方式?jīng)Q定.

3.2逆變器調(diào)制算法

控制器需要根據(jù)調(diào)制波的指令來輸出對應(yīng)于每個(gè)子模塊的觸發(fā)脈沖，產(chǎn)生的交流電壓和電流具有較好的逼近調(diào)制波的能力.

在電壓源型換流器中，常用的調(diào)制方式是PWM方式.PWM以面積等效原理為基礎(chǔ)，利用半導(dǎo)體器件的開通和關(guān)斷把直流電壓變成一定形狀的電壓脈沖序列，實(shí)現(xiàn)變頻、變壓、控制或消除諧波的技術(shù)[12].但對于MMC具有多模塊多電平逆變性質(zhì)而言，PWM中利用器件高頻開、關(guān)減少諧波的方法會增加開關(guān)損耗，實(shí)現(xiàn)起來較為復(fù)雜.針對多電平的電壓波形，可以使用階梯波直接逼近調(diào)制方法降低開關(guān)頻率，減少損耗.同時(shí)，不需要控制脈沖寬度，實(shí)現(xiàn)起來簡單.本仿真采用最近電平逼近調(diào)制算法(NearestLevelModulation,NLM).該方法把一個(gè)子模塊的電容電壓作為基本單元值，通過改變投入的模塊數(shù)來產(chǎn)生逼近調(diào)制波的正弦波[13].在每一時(shí)刻，上下橋臂投入的子模塊數(shù)的表達(dá)式如下

(2)

其中，nup、ndown分別為上橋臂、下橋臂投入子模塊數(shù)，N為相單元子模塊數(shù)目(不含冗余模塊)，us為調(diào)制波，Uc為子模塊電容電壓，round(x)表示取與x最接近的整數(shù).

3.3控制流程

逆變器中控制器的運(yùn)行流程如圖4所示.

圖4　逆變側(cè)控制流程圖

逆變器采用開環(huán)控制，可以直接采用給定的調(diào)制波信號，經(jīng)過最近電平逼近調(diào)制后給出投入子模塊信號，送入電容電壓均衡控制環(huán)節(jié)按照均衡策略產(chǎn)生相應(yīng)的觸發(fā)脈沖，使一個(gè)橋臂內(nèi)子模塊電容電壓變化趨于一致，減少直流側(cè)電壓波動.

4多電平逆變器仿真實(shí)現(xiàn)及分析

利用PSCAD軟件來搭建基于MMC的逆變器，驗(yàn)證上述基本控制策略，并且對MMC逆變原理做進(jìn)一步研究.

4.1仿真模型結(jié)構(gòu)

圖5為搭建的9電平MMC逆變器，右側(cè)接三相對稱負(fù)載接地.系統(tǒng)運(yùn)行的主要參數(shù)見表1.

表1　系統(tǒng)主要參數(shù)

逆變器每個(gè)相單元串聯(lián)16個(gè)子模塊，功率因數(shù)取1，電壓調(diào)制比取1，模型中橋臂相單元的結(jié)構(gòu)如圖6所示.

圖5　MMC逆變側(cè)模型

圖6　相單元內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖

4.2相單元控制器設(shè)計(jì)與NLM

圖7所示為A相上橋臂控制器，B、C相單元控制器與A相控制器設(shè)計(jì)一樣.控制器左側(cè)為輸入的橋臂子模塊電容電壓，右側(cè)輸出觸發(fā)脈沖.控制器內(nèi)部采用調(diào)用外部chargeup.f、chargedown.f、9level.f三個(gè)程序.

逆變器開始工作時(shí)，即子模塊電容處于充電狀態(tài)時(shí)，調(diào)用chargeup.f子程序，使得每個(gè)子模塊處于0.001s的閉鎖狀態(tài).完成子模塊充電之后，控制器內(nèi)部調(diào)用9level.f發(fā)出觸發(fā)脈沖，對電容電壓進(jìn)行均衡控制.A相上橋臂子模塊的電容電壓波形如圖8所示.

圖7　A相上橋臂控制器圖

圖8　上橋臂電容電壓圖

圖9　預(yù)充電狀態(tài)模塊電容電壓

進(jìn)一步將圖8分為圖9和圖10兩個(gè)過程段分析，由圖9可知，相單元模塊的充電時(shí)間為0.02s，并且模塊處于充電時(shí)，電容電壓緩慢上升，充電程序符合模型要求.

圖10　正常運(yùn)行模塊電容電壓

預(yù)充電狀態(tài)結(jié)束之后，電容電壓開始變化，由圖10可知，在均壓策略的影響下，電容電壓的變化趨于一致，圖中顯示子模塊電容電壓的最大值1.22kV，最小值為1.012kV.電容電壓的參考值為1.125kV，故電容電壓的波動百分比ε<10%且滿足逆變器運(yùn)行時(shí)直流側(cè)穩(wěn)壓要求.

根據(jù)上下橋臂需要投入子模塊數(shù)的實(shí)時(shí)表達(dá)式，可得到投入模塊的波形圖，如圖11所示.

圖11　上下橋臂投入子模塊數(shù)

An_up代表A相上橋臂投入的子模塊數(shù)目，An_down代表A相下橋臂投入的子模塊個(gè)數(shù).

4.3逆變器輸出波形

仿真中輸出的電氣量包括三相對地電壓、三相相電流和線電壓Eab，如圖12所示.

圖12　 A、B、C相電氣量

圖13　線電壓諧波總畸變率

圖14　穩(wěn)態(tài)時(shí)線電壓諧波總畸變率

由圖12可知，輸出的三相電氣量波形接近正弦波.同時(shí)線電壓Eab的諧波總畸變率(THD)如圖13所示.

從圖中可知，由于啟動過程以及子模塊電容電壓平衡過程，導(dǎo)致THD在開始時(shí)較大.但是在0.04s后，即逆變器運(yùn)行進(jìn)入穩(wěn)定運(yùn)行后，線電壓THD隨時(shí)間推移呈現(xiàn)減小趨勢.由圖14可知，穩(wěn)定之后THD穩(wěn)定4.5%左右.

5結(jié)束語

本文通過對MMC逆變器運(yùn)行原理進(jìn)行了分析，并利用PSCAD建模驗(yàn)證MMC逆變器運(yùn)行和控制策略的合理性.通過仿真結(jié)果看以看出，當(dāng)模塊化多電平逆變器直接給負(fù)荷供電時(shí)，采用的電容電壓均衡控制策略和最近電平逼近調(diào)制方法能夠使輸出的三相對地電壓、三相電流、線電壓波形接近正弦波，并且輸出的諧波總畸變率很低，體現(xiàn)出基于MMC的逆變器給孤立負(fù)荷供電的可能性，也說明本仿真的正確性.

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(編輯：劉寶江)

收稿日期：2014-04-21

作者簡介：尉龍,男，songniu@sdut.edu.cn

文章編號：1672-6197(2015)01-0045-06

中圖分類號：TP271+文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

Thesimulationofmodulemultilevelinverter

WEILong,SONGJi-jiang

(SchoolofElectricalandElectronicEngineering,ShandongUniversityofTechnology，Zibo255049,China)

Abstract:The module multilevel inverter doesn't need additional commutation voltage as it has the ability of commuting itself and working in a passive condition. The receiving end of power system is not only an active grid, but also a passive grid. So it is possible to provide electricity power for isolated load by using direct current transmission. When this paper describes the topological structureof MMC and principle of commutation, it focus on analyzing strategyon balancingcapacitor voltageand NLM modulation algorithm, which belongs to control strategy of module multilevel inverter.At last,a simulation inverter model of 9 levels is built by PSCAD using the above metioned control strategy. Then the total harmonic distortion of phase voltage and the percentage of sub-module capacitor voltage fluctuation have been regarded as a index to measure the voltage quality and this index has been used to verify the rationality of 9 level module multilevel inverter model.

Key words:inverter; MMC; passive inversion; capacitor voltage balance; total harmonic distortion of phase voltage