一種基于倍頻技術的低相噪X波段頻率源設計

肖 恒

(中國電子科技集團公司13所第17專業(yè)部，河北石家莊 050051)

頻率源在現(xiàn)代微波通信系統(tǒng)中有著廣泛的應用，做為微波收發(fā)信機的重要組成部分，其指標直接影響整個通信系統(tǒng)的性能［1］。頻率源從構成原理上可分為3 類［2－3］:直接頻率合成(Direct Frequency Synthesis，DFS)、鎖相環(huán)(Phase Lock Loop，PLL)和直接數(shù)字頻率合成(Direct Digital Synthesis，DDS)。

直接頻率合成是指采用一個或多個參考頻率源，再綜合運用混頻、倍頻、分頻及開關濾波等技術來產(chǎn)生所需的頻率。相對于其他兩種技術，直接頻率合成方法構成的頻率源一般電路結構較為復雜，成本較高，但在頻率捷變速度和相位噪聲性能方面具有其他兩種方法無法比擬的優(yōu)點［4］。

在直接數(shù)字頻率合成技術中，倍頻是指使激勵信號通過非線性器件，通過器件的非線性來產(chǎn)生激勵信號的各次諧波方法。倍頻是獲得高頻率、高穩(wěn)定度和低相噪頻率源的重要手段。本文介紹了一種基于倍頻技術的X波段頻率源的研制方法，其產(chǎn)生的信號具有良好的相位噪聲性能。

1 設計原理和構成方案

倍頻器的典型原理框圖如圖1所示。正弦波激勵非線性器件會產(chǎn)生基波信號和豐富的諧波信號，所需的諧波分量通過濾波器選出。

圖1 倍頻器原理框圖

激勵源產(chǎn)生的基波信號為vi(t)=Vicosωt，輸出信號vo(t)為基波的n次諧波，將非線性器件的伏安特性在其工作點處用冪級數(shù)展開，則有［5］

其中，cosωt，cos2ωt，cos3ωt…cosnωt即為輸出信號的1 次，2 次，3 次…和 n 次諧波分量，系數(shù) a1，a2，a3，…，an與器件的工作點有關。

在實際電路設計中，一般會在所選用的非線性器件輸出端添加調諧網(wǎng)絡來優(yōu)化電路，有效地集中頻譜能量，使需要的諧波分量幅值最大化，并盡可能的抑制基波和無需諧波分量。

倍頻電路按構成的非線性器件分類，一般可分為變?nèi)荻O管倍頻、階躍二極管倍頻、雙極晶體管(BJT)倍頻和場效應管(FET)倍頻。其中變?nèi)荻O管和階躍二極管都利用了器件的非線性容抗［6－7］，而BJT倍頻和FET倍頻則利用了器件的非線性電阻，與二極管倍頻相比，BJT倍頻和FET倍頻具有頻帶寬、功耗小，并對低階諧波還具有功率增益［8］。

本方案采用BJT和FET倍頻技術，將參考激勵源的輸出頻率為f0的信號經(jīng)過逐級倍頻和功率放大，最終獲得頻率為100f0的X波段信號。

圖2 頻率源原理框圖

頻率源的激勵信號由晶振提供，激勵信號依次經(jīng)過二倍頻、五倍頻、五倍頻、二倍頻，最終經(jīng)放大器放大到合適的電平輸出。信號每次倍頻后均采用濾波器選取需要二次或五次諧波，并抑制基波和其他無需諧波分量。依次倍頻得到100f0后的諧波分量后，經(jīng)過一級放大器放大到要求的電平后輸出。

2 頻率源的低相噪設計

相位噪聲一般是指在系統(tǒng)內(nèi)各種噪聲作用下引起的輸出信號的相位隨機起伏，用來表征信號的短期穩(wěn)定度［9］。本方案的輸出信號由晶振經(jīng)100次倍頻得到，其相位噪聲指標主要取決于兩個方面:晶振輸出信號的相位噪聲與晶振信號經(jīng)過倍頻鏈后的相位噪聲的惡化。在頻率源低相噪性能的設計上，本方案在激勵源和倍頻鏈路上針對相位噪聲都進行了優(yōu)化設計。

首先，激勵源采用了低相噪、高穩(wěn)定度的恒溫晶振(OCXO)。晶體振蕩器按器件的頻率溫度特性可分為:通用晶體振蕩器(XO)、溫度補償晶體振蕩器(TCXO)和恒溫控制晶體振蕩器(OCXO)。XO因未采取改善晶體頻率溫度特性的措施，晶體本身的溫度變化會成為影響輸出信號相位噪聲的主要因素，一般較少應用于高相噪要求的電路中。TCXO用溫度傳感器產(chǎn)生校正電壓，加在晶體網(wǎng)絡中的變?nèi)荻O管上，用以補償晶體的溫度特性。OCXO將晶體和其它溫度敏感元器件均裝在恒溫槽中，恒溫槽被調整到晶體的拐點溫度上［10］。一般而言，OCXO電路復雜、功耗大，但OCXO具有優(yōu)秀的相位噪聲性能，較之TCXO和OCXO的相位噪聲要低10～20 dB。

方案選用的晶振為恒溫晶振，其相噪指標為－130 dBc@100 Hz，－144 dBc@1 kHz和 －152 dBc@10 kHz，有效保證了頻率源輸出信號的低相噪性能。其次，改善晶振信號經(jīng)過倍頻鏈后產(chǎn)生的相噪惡化，即盡量減少倍頻器引起的附加噪聲。由倍頻原理可知，信號經(jīng)過N倍頻后，相位噪聲將提高20lgN dB，本方案中N=100，故倍頻后相噪惡化的理論值應為40 dB。

本方案采用了BJT和FET用做倍頻器件。在倍頻器件的選擇上，優(yōu)先考慮了器件的低噪聲性能，同時在倍頻電路匹配設計時注意噪聲性能和增益性能的折衷，使倍頻器件本身的噪聲不對倍頻后的相位噪聲造成顯著的影響。

3 倍頻的具體電路設計

由于在低頻段，BJT器件的增益和倍頻效率要優(yōu)于FET器件，因此在倍頻電路的選擇上，第一次二倍頻選用了BJT做為倍頻器件，其余的高頻段3次倍頻均采用了FET做為倍頻器件。

BJT二次倍頻電路如圖3所示。倍頻采用的BJT器件1Q01為AVAGO的AT－42035，該器件在低頻段具有很高的增益和較好的噪聲系數(shù)。器件輸入端的電阻衰減網(wǎng)絡做為倍頻電路的輸入匹配。適當電平的輸入信號f0經(jīng)衰減網(wǎng)絡進入AT－42035后產(chǎn)生諧波信號，若直接在器件輸出端接入帶通濾波器(BPF)，即可獲得較為純凈的二次諧波信號2f0，但由于器件倍頻產(chǎn)生基波f0的幅值較2f0高，較多的能量集中在f0上，二倍頻的效率較低。

圖3 BJT倍頻電路

為提高效率，在AT－42035與帶通濾波器增加了電感L01、電容C04和電容C05來構成諧振網(wǎng)絡。諧振網(wǎng)絡對倍頻電路進行調諧，使能量向二次諧波集中。在實際工程研制過程中應該注意諧振網(wǎng)絡的設計，3個電抗元件的取值不當，不但容易造成晶體管與濾波器之間的失配從而引起晶體管自激，同時對倍頻后信號的遠端相噪也會造成不同程度的惡化，因此在設計時要對元件取值進行仿真優(yōu)化，并在實際電路調試中給予充分的重視。

FET倍頻電路與BJT倍頻電路類似，關鍵點同樣在于輸出調諧網(wǎng)絡的選取與優(yōu)化。兩者的不同點在于調諧網(wǎng)絡的拓撲結構，并且高頻下一般選用微帶線構成電容、電感元件來替代集總元件，以達到減少寄生參數(shù)的目的。

圖4中FET倍頻電路為本方案中最后一次二倍頻電路，將信號從C波段倍頻到X波段。FET器件Q01選用了Fujitsu的FHX35LG。該器件為高電子遷移率場效應管(HEMT)，在X波段具有良好的增益和噪聲性能。FHX35LG采用自偏壓的工作方式，器件輸入和輸出的饋電電感L02、L03采用1/4波長高阻線構成，輸入端的電容C01、C02和電感L02構成匹配網(wǎng)絡，輸出端的電容C03、C05和電感L45構成諧振網(wǎng)絡，以上感容元件在實現(xiàn)方式上都采用了微帶形式。

圖4 場效應管倍頻電路

信號經(jīng)諧振網(wǎng)絡后，頻譜能量已大部集中到所需的諧波分量，為得到更純凈的頻譜，諧振網(wǎng)絡后增加了帶通濾波器。帶通濾波器采用了6階發(fā)夾線濾波器，濾除基波和除二次諧波外的其他諧波分量。

圖5 濾波器電路版圖

4 結束語

本文利用器件的非線性特性來產(chǎn)生諧波進行倍頻的原理，分別采用BJT和FET器件構成倍頻電路，并對電路進行了優(yōu)化和調試，最終完成了一種低相噪X波段頻率源的設計和研制。

完成的頻率源輸出信號的頻譜和相位噪聲分別如圖5和圖6所示，其最終相位噪聲指標為－87 dBc@100 Hz，－102 dBc@1 kHz和 －110 dBc@10 kHz。與晶振的激勵信號相比，相位噪聲惡化了約42 dB，較之40 dB的理論值，幾乎未增加附加噪聲。同時，由于本方案中的倍頻電路和濾波器在設計時均保留了一定的帶寬，通過對晶振激勵信號的頻率進行調制，頻率源輸出信號可在300 MHz的帶寬內(nèi)保持固定的相位噪聲和良好的功率一致性，即可實現(xiàn)X波段寬帶調制頻率源的功能。

圖6 輸出信號頻譜(SPAN=500 MHz)

圖7 輸出信號相噪曲線

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