甚低頻低噪聲放大器噪聲系數(shù)測(cè)量*

陳傳克 蔣宇中 張曙霞

(1.海軍工程大學(xué)電子工程學(xué)院 武漢 430033)(2.92038部隊(duì) 青島 266000)

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甚低頻低噪聲放大器噪聲系數(shù)測(cè)量*

陳傳克1,2蔣宇中1張曙霞1

(1.海軍工程大學(xué)電子工程學(xué)院 武漢 430033)(2.92038部隊(duì) 青島 266000)

使用晶體管多管組合構(gòu)成甚低頻低噪聲放大器可以獲得較低的噪聲系數(shù),在深水無線電接收中有重要應(yīng)用。這種放大器噪聲電壓約為3nv/sqrt(Hz),其指標(biāo)已經(jīng)遠(yuǎn)小于常用的頻譜分析儀靈敏度指標(biāo),難以實(shí)現(xiàn)直接測(cè)量。正是由于其特殊性,甚低頻低噪聲放大器噪聲系數(shù)的測(cè)量方案必須重新設(shè)計(jì)。論文詳細(xì)討論了影響低噪聲放大器噪聲系數(shù)測(cè)量的各種因素,包括阻抗匹配、射頻信號(hào)發(fā)生器的背景干擾等因素,提出了完整的測(cè)量方案及實(shí)施步驟。

噪聲系數(shù); 阻抗匹配; 甚低頻; 諧波干擾

Class Number TN919.6

1 引言

噪聲系數(shù)是衡量甚低頻低噪聲放大器的重要指標(biāo),它反映了放大器內(nèi)部噪聲對(duì)信噪比惡化的程度[1,5,9]。如何精確測(cè)量放大器的噪聲系數(shù)是檢測(cè)低噪聲放大器性能的重要內(nèi)容。目前噪聲系數(shù)的主要測(cè)量方法是正弦波信號(hào)源法、寬帶噪聲發(fā)生器法和Y系數(shù)法[1]。其基本原理都是在兩種輸入功率的條件下,測(cè)量被測(cè)件輸出功率,利用兩個(gè)輸出功率計(jì)算得到噪聲系數(shù)。其特點(diǎn)是所需要的設(shè)備比較少,操作簡(jiǎn)單,所以在實(shí)際的工程和研究中被廣泛采用。本文通過電路實(shí)測(cè)的方式比較各種噪聲系數(shù)測(cè)量方法的優(yōu)劣,并針對(duì)測(cè)量中出現(xiàn)的多種問題改進(jìn)測(cè)試方法,在測(cè)試設(shè)備有限的條件下提出了一種合適的測(cè)量方法,提高了測(cè)量精度。

2 基本測(cè)量原理

2.1 噪聲系數(shù)測(cè)量條件

IEEE的噪聲系數(shù)定義:當(dāng)輸入噪聲功率為290K溫度下的負(fù)載所產(chǎn)生的最大功率情況下,輸入信噪比和輸出信噪比的比值。由此可以推出低噪聲放大器噪聲系數(shù)測(cè)量的條件:測(cè)量時(shí)放大器工作溫度應(yīng)為290K(17℃),輸入端負(fù)載產(chǎn)生最大功率[2～3]。欲使輸入端負(fù)載產(chǎn)生最大功率,必須滿足

(1)

其中Rs為輸入負(fù)載阻抗,Rin為放大器輸入阻抗。

在一定工作頻率范圍內(nèi),輸入負(fù)載的熱噪聲可認(rèn)為是白噪聲,其功率譜密度為S(f)=4kTRs(V2/Hz)[1,5]。若放大器輸入阻抗中電抗部分很小,近似為純阻性,則該電阻產(chǎn)生的最大輸入功率為

(2)

由上式可知,輸入負(fù)載產(chǎn)生的最大功率僅與負(fù)載的溫度T及帶寬B有關(guān),與阻值Rs無關(guān)。當(dāng)B=1Hz,T=To=290K時(shí),此時(shí)Ni=kToB=-174(dBm/Hz)。

2.2 直接測(cè)量法原理

在測(cè)量中采取直接測(cè)量法,具體原因分析詳見第3節(jié)。根據(jù)噪聲系數(shù)的定義,噪聲因數(shù)NF為

NF(dB) =(Pi-Ni)-(P0-N0)

=No(dBm/Hz)+174(dBm/Hz)-G

(3)

其中G為放大器的增益,N0為放大器輸出噪聲功率。

增益G可以通過信號(hào)源和頻譜儀進(jìn)行測(cè)量,直接法簡(jiǎn)化測(cè)試框圖如圖1所示。

圖1 簡(jiǎn)化測(cè)量原理框圖

3 噪聲系數(shù)測(cè)量影響因素

3.1 阻抗匹配

在電子設(shè)備互連中,前級(jí)的輸出阻抗和后級(jí)的輸入阻抗通常是不一致的,存在功率傳輸效率的問題,即阻抗匹配問題[4]。在噪聲系數(shù)測(cè)量中主要存在兩種阻抗匹配問題,分別是噪聲源與放大器輸入阻抗的匹配問題和末級(jí)放大器輸出阻抗與儀器設(shè)備的阻抗匹配問題。

3.1.1 噪聲源輸入阻抗匹配

由第2節(jié)對(duì)噪聲系數(shù)測(cè)量條件的分析可知,噪聲系數(shù)的測(cè)量必須滿足噪聲源阻抗與放大器的輸入阻抗共軛匹配,如此放大器輸入端才能得到最大的輸入功率。若傳感器的阻抗為50Ω,而放大器的輸入阻抗為1kΩ,則實(shí)際傳輸?shù)椒糯笃鞯墓β逝c阻抗匹配時(shí)功率相比,損耗了約7.5dB,此時(shí)噪聲系數(shù)的測(cè)量將與實(shí)際測(cè)量結(jié)果相差很大,而變得毫無意義。所以噪聲系數(shù)的測(cè)量必須考慮輸入端阻抗匹配的問題,在測(cè)量之前必須首先測(cè)定放大器的輸入阻抗。

放大器輸入阻抗的簡(jiǎn)單測(cè)量方法是在信號(hào)源和放大器之間接入電位器,在電位器阻值為零時(shí)測(cè)定放大器輸出電壓,然后調(diào)整電位器使其輸出電壓降低到原來的一半,此時(shí)電位器的阻值就是放大器的輸入阻抗[6]。

3.1.2 輸出阻抗匹配

放大器的輸出阻抗在設(shè)計(jì)時(shí)已經(jīng)確定,通常與測(cè)試儀器的阻抗50Ω是不一致的,所以為測(cè)準(zhǔn)放大器的增益,輸出阻抗匹配是非常必要的[7]。放大器輸出可以等效為信號(hào)源和內(nèi)阻的形式,其等效電路見圖2所示。當(dāng)放大器輸出阻抗與測(cè)試儀器的阻抗相差不大時(shí),此時(shí)測(cè)試儀器上測(cè)得放大器輸出功率為最大功率,然而放大器輸出阻抗很大時(shí),此時(shí)測(cè)試儀器上測(cè)得的放大器輸出功率相對(duì)較小,造成測(cè)量很大的誤差。所以終端的阻抗匹配至關(guān)重要。

圖2 放大器輸出源等效電路

3.2 射頻信號(hào)發(fā)生器的背景干擾

目前比較常用的噪聲系數(shù)測(cè)量方法主要有直接測(cè)試法、Y因子法、寬帶噪聲源法、兩倍功率法[1]。Y因子法是實(shí)際工程和研究中最常用的噪聲系數(shù)測(cè)量方法,各種噪聲系數(shù)分析儀也都普遍使用Y因子法進(jìn)行噪聲系數(shù)測(cè)量[8]。然而對(duì)于甚低頻低噪聲放大器噪聲系數(shù)測(cè)量,Y因子法、寬帶噪聲源法和兩倍功率法都不適用。因?yàn)闇y(cè)量是在噪聲輸出水平很低的情況下進(jìn)行的,這就對(duì)噪聲發(fā)生器的噪聲純度提出了很高的要求,而在低頻段要產(chǎn)生性能很好的噪聲源非常困難,比較常用的噪聲系數(shù)分析儀Agilent NFA系列高性能噪聲系數(shù)分析儀、國(guó)產(chǎn)41所AV3984微波噪聲系數(shù)分析儀和R&S NC346系列噪聲源的適用頻率范圍在10MHz以上,所以不適用于甚低頻低噪聲放大器噪聲系數(shù)的測(cè)量。

以射頻信號(hào)發(fā)生器的諧波干擾為例,在高頻端是可以忽略,但是在低頻段電磁波的諧波干擾難以忽略,對(duì)測(cè)量結(jié)果發(fā)生顯著的影響。圖4為在測(cè)試設(shè)備僅地相連時(shí),頻譜儀上測(cè)得的放大器輸出功率。測(cè)試儀器是Agilent N9310A射頻信號(hào)發(fā)生器、待測(cè)放大器、R&S ESPI3頻譜儀。由圖3可見,在放大器的工作頻率30kHz附近,帶寬為500Hz的范圍內(nèi),出現(xiàn)了多個(gè)尖峰,部分尖峰的參數(shù)見表1所示。以上分析說明Agilent N9310A射頻信號(hào)發(fā)生器在測(cè)量頻段內(nèi)有低電平諧波干擾泄露,不適合做放大器本底噪聲測(cè)量。

圖3 Agilent N9310A射頻信號(hào)發(fā)生器噪聲干擾

序號(hào)頻率(kHz)輸出功率(dBm)130．033-73230．116-76．1329．916-81．06

4 測(cè)量方案

由第3節(jié)的分析可知,Y因子法、寬帶噪聲源法和兩倍功率法對(duì)噪聲源的純度要求很高,這在甚低頻段很難做到,而直接測(cè)量法的優(yōu)點(diǎn)是測(cè)量放大器的內(nèi)部噪聲時(shí),只需將與放大器輸入阻抗共軛匹配的電阻作為輸入噪聲源,在甚低頻頻段內(nèi)頻譜比較純凈,能夠屏蔽噪聲發(fā)生器對(duì)放大器內(nèi)部噪聲的貢獻(xiàn),因此可以盡可能避免外部干擾對(duì)放大器噪聲系數(shù)測(cè)量的影響。因?yàn)檩斎氲脑肼暪β史浅５?在匹配時(shí)約為-174dBm/Hz,而測(cè)量使用的R&S ESPI3頻譜儀的測(cè)試底限為-135dBm/Hz,要求放大器要提供足夠的增益,故在放大器之后加入一級(jí)可變?cè)鲆娣糯笃饕彩怯写丝紤]。

綜上所述,就現(xiàn)有條件下,直接測(cè)量法是比較適合用來測(cè)量甚低頻低噪聲放大器噪聲系數(shù)的可靠方法。故我們測(cè)量中使用了此方法,測(cè)量的可信度較高。

為了直觀地測(cè)試甚低頻低噪聲放大器的噪聲性能,我們引入了比較法,設(shè)計(jì)一路參考支路,并通過調(diào)整可變?cè)鲆娣糯笃?使兩支路的增益近似相等,如此我們可以方便地通過頻譜分析儀的輸出噪聲功率定性比較兩者噪聲性能的好壞。參考支路的前置放大器由ANALOG DEVICES公司的超低噪聲集成運(yùn)放AD797及其外圍電路構(gòu)成。具體測(cè)試方案如圖4所示。

由于輸入阻抗的測(cè)量比較簡(jiǎn)單,在此不再過多贅述。經(jīng)測(cè)定參考前置放大器輸入阻抗近似為160Ω,待測(cè)放大器的輸入阻抗近似為50Ω,電抗部分很小,故忽略不計(jì)。為實(shí)現(xiàn)輸出阻抗匹配,在可變?cè)鲆娣糯笃髋c頻譜儀之間加入一級(jí)射級(jí)跟隨器,屏蔽輸出阻抗的影響[10]。

圖4 甚低頻低噪聲放大器直接法測(cè)試方案

下面使用直接測(cè)量法測(cè)量放大器的噪聲系數(shù)。測(cè)試頻率:10kHz、15kHz、20kHz、25kHz、30kHz,測(cè)試帶寬為100Hz,待測(cè)放大器輸入阻抗約為50Ω,集成運(yùn)放輸入阻抗約為160Ω。

測(cè)試步驟如下:

1) 將開關(guān)打到A、C,測(cè)得參考前置放大器支路輸出功率P1;

2) 將開關(guān)打到A、D,調(diào)整待測(cè)放大器支路可變?cè)鲆娣糯笃魇诡l譜分析儀輸出功率P2接近P1;

3) 將開關(guān)打到B、C,在輸入端聯(lián)接160Ω金屬膜電阻充當(dāng)噪聲源,測(cè)量參考前置放大器支路輸出噪聲功率N1,測(cè)量結(jié)果見圖4;

4) 將開關(guān)打到B、D,在輸入端聯(lián)接50Ω金屬膜電阻充當(dāng)噪聲源,測(cè)量待測(cè)放大器支路輸出噪聲功率N2,測(cè)量結(jié)果見圖5;

5) 利用式(3)計(jì)算噪聲系數(shù)NF。30kHz頻率測(cè)試結(jié)果見表2所示。

圖5 放大器輸出噪聲功率對(duì)比

表2 頻率30kHz噪聲系數(shù)測(cè)量結(jié)果

由表2測(cè)試結(jié)果可知,由晶體管多管組合構(gòu)成的甚低頻低噪聲放大器的噪聲系數(shù)與集成運(yùn)放構(gòu)成的放大器相比大約有2.8dB左右的改進(jìn)。由于甚低頻通信主要用于全球范圍內(nèi)的遠(yuǎn)程保障通信,其接收機(jī)距離發(fā)信臺(tái)很遠(yuǎn)或處于深水位置,信號(hào)非常微弱,這種2.8dB的改進(jìn)非?？捎^。另外,這一結(jié)果也表明使用晶體管構(gòu)成的低噪聲放大器更適合作為甚低頻接收機(jī)的前置放大使用。

5 結(jié)語(yǔ)

噪聲系數(shù)是衡量甚低頻低噪聲放大器內(nèi)部噪聲的重要指標(biāo)。在甚低頻段難以獲得純度很高的噪聲源,采用經(jīng)典方法(如Y因子法、寬帶噪聲源法和兩倍功率法)測(cè)量噪聲系數(shù)難以實(shí)現(xiàn)。

本文通過噪聲系數(shù)定義推導(dǎo)找到了可行的測(cè)量方法—直接測(cè)量法。該方法將具有恒定功率譜密度的金屬膜電阻作為輸入噪聲源,獲得了純度很高噪聲源,排除了噪聲發(fā)生器對(duì)測(cè)量造成的干擾誤差。另外,本文還分析了影響噪聲系數(shù)測(cè)量精度的多種因素,并在此基礎(chǔ)上引入比較法,提出了甚低頻低噪聲放大器的噪聲系數(shù)測(cè)量的詳細(xì)測(cè)量方案和步驟,在多個(gè)頻點(diǎn)上獲得了真實(shí)的測(cè)量結(jié)果。同時(shí),測(cè)量結(jié)果也證明了晶體管多管組合構(gòu)成的放大器噪聲性能優(yōu)于集成運(yùn)放,更適合作為甚低頻接收機(jī)前置放大器。

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Measurement of Noise Figure for a VLF LNA

CHEN Chuanke1,2JIANG Yuzhong1ZHANG Shuxia1

(1. College of Electronic Engineering, Naval University of Engineering, Wuhan 430033)(2. No. 92038 Troops of PLA, Qingdao 266000)

A VLF low-noise amplifier in a multi combination way can achieve lower noise figure. It has great significance for deep water radio receiver. This kind of amplifier’s noise voltage is about 3nv/sqrt(Hz), can’t be measured directly due to the value is far less than the commonly used spectrum analyzer’s sensitivity. Allowing for its particularity, a redesign of the noise coefficient measurement is in demand. In this paper, the factors affecting the noise coefficient measurement of LNA are discussed in detail, such as impedance matching, RF signal generator’s background interference etc. Eventually a new means of measuring the noise coefficient, with thorough scheme and implementation steps is proposed.

noise figure, impedance, VLF, harmonic interference

2014年9月10日,

2014年10月29日

陳傳克,男,碩士研究生,研究方向:微弱信號(hào)檢測(cè)。蔣宇中,男,教授,研究方向:通信理論與技術(shù)、數(shù)字信號(hào)處理。張曙霞,女,副教授,研究方向:通信理論與技術(shù)。

TN919.6

10.3969/j.issn1672-9730.2015.03.035